放大電路范文
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導語：如何才能寫好一篇放大電路，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。
篇1
例如助聽器里的關鍵部件就是一個多級放大器。多級放大器有交流放大器和直流放大器。多級放大電路核心為三極管、場效應管，能夠將一個微弱信號通過一個裝置，得到一個波形相似不失真，但幅值卻大很多的交流大信號的輸出。
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篇2
通過差分放大電路犧牲一個放大管的放大作用，抵消直流的影響：
1、如果是交流放大電路，只要加一個隔直電容即可消除直流偏置。
2、如果是直流放大電路，則需要添加電壓轉移電路來消除直流偏置。
直流偏置是用來設定靜態工作點的，電力系統中存在直流電流或電壓成分的現象稱為直流偏置。
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篇3
關鍵詞：創設情境，電子電路教學，教學方法
《電子電路基礎》是電子電工專業中一門綜合性、實踐性很強的專業基礎課，而其中放大電路的分析又是重中之重。不少學生認為這門課難學，難掌握，缺乏興趣，學不好這門課，更談不上學生學習創新能力的培養。為此我們必須分析目前存在的問題，提出解決問題的思路或途徑。。為順應時代的要求，讓學生能更好的理解教學內容及教學模式，以下結合自己在教學中的實際談談一些體會和認識。
教學理論和實踐都表明，學生既是教育活動的對象，又是教育活動的主體，教學的成敗，不僅取決于教師的教學手法，主要還取決于學生主體作用的發揮程度，取決于學生自身的努力，所以采取正確的教學方法才能在電子電路教學中培養學生的創新能力。①
一、 創設情境，激發興趣
興趣是人們積極認識事物和關心活動的一種心理傾向，是人們學習活動的動力機制。教育學家烏申斯基說過：“沒有絲毫興趣的強制學習，將會扼殺學生探求真理的欲望。”興趣是學習的重要動力，也是最好的老師，所以在教學中以創設情境為主線，根據教材的特點、教學的方法和學生的具體學情，把學生引入一種與問題有關的情境中，讓學生通過觀察，不斷積累豐富的感性認識，讓學生在實踐感受中逐步認知、發展，乃至創造，以提高學生學習電子的興趣和素質。。②
《電子電路基礎》是一門實踐性很強的課程。教師可先從實際出發，用學生身邊的事例引出本節課的內容，通過演示實驗，激發學生的學習興趣，使學生想參與進來，在愉快和諧的教學氣氛中學習。如在“三極管的放大特性”的教學中，可先讓學生進行音樂門鈴的制作。在制作時先不接三極管，門鈴只能發出很小的響聲，此時教師向學生提出如何提高音量這一問題，使他們帶著問題去學習。在介紹完了三極管的放大特性之后，再讓學生在電路中接上三極管，由于三極管的放大作用使音量增加了許多，這樣學生就產生了對三極管放大特性的感性認識，提高知識對學生的吸引力，使學生認識到所學知識隨時都能得到應用，以激發他們的學習積極性。顯然，教師要創設好問題情境，關鍵要從學生的學習興趣出發，要從知識的形成過程出發，要貼近學生生活，要帶有激勵性和挑戰性。只有這樣，才能激發學生的好奇心和求知欲，促進學生的自主性學習，使學生的認知過程和情感過程統一起來。③
二、緊抓重點，有的放矢
“以學生的發展為本”是新課程理念的最高境界，電子電路學習的關鍵并不僅僅是讓學生記住多少理論知識，更重要的是，要通過各種有效的方法和途徑，使學生學會認識電子電路的方法，養成正確的思維習慣。
放大電路是電子電路學習的重中之重。放大電路一般不是單一的直流電路或交流電路，而是交、直流共存一個電路中。放大電路有靜態和動態兩種工作狀態，有直流通路和交流通路，要搞清其中的直流分量和交流分量。三極管是非線性元件，放大電路是非線性電路，電路定量的應用有局限性，在分析計算方法上，更多地采用估算法和圖解分析法，具有近似性。
對于教學重點的把握則應在熟悉教材、熟讀教學大綱的基礎上結合多年的教學實踐確定。如在講授分壓式偏置電路的計算時，可對分壓式偏置電路與基本放大電路進行類比，得到兩者的電路形式和原理雖然有很大的不同，但對交流信號來說，兩者幾乎完全一致，從而直接得出分壓式偏置電路的放大倍數Au、輸入電阻Ri、輸出電阻Ro的計算公式。教師在詳細講解后，需要布置大量的習題，讓學生反復練習，加深對重點的掌握。
三、把握方法，拎清概念
放大電路變化復雜，學生學習有較大的困難。針對這種情況，教學中要采取精講和啟發引導相結合的方法，培養學生掌握關鍵的幾個電路，教師要舉一反三，由淺入深，由典型到一般，循序漸進地講解。
有些知識點學生理解起來非常困難，這就需要教師多下工夫，多研究切實可行的辦法。例如，在放大電路中的負反饋這一章中，很多學生對反饋的概念及反饋的形成感到模糊。為此，教師可以采用以下幾種方法：
(1)概念法。本章的概念多，且抽象不易理解，主要原因是與我們平常所說的不一樣。比如教材中“把反饋信號的全部或部分送到輸入端”一句話，有些學生認為既然把全部信號反饋到輸入端，那肯定沒有輸出，但實際上不是，主要是對“反饋”和“反饋信號”這兩個概念不清楚。在講課過程中，應注意反饋信號的特點，講清概念之間的聯系。上新課之前可采用提問、提示等手段，幫助學生回憶學過的概念。事實證明，概念掌握越清楚，理解起來越容易。④
(2)總結法。對反饋的判斷歷來是大多數學生的難點。教師在教學過程中總結出這樣一套辦法：反饋放大器多數是共發射極放大器，對共發射極放大電路，若反饋至發射極為串聯反饋，若反饋到基極為并聯反饋；從發射極向前級反饋為電流反饋，從集電極向前級反饋為電壓反饋。這樣，學生記憶理解起來比較容易。
四、善于總結，完善認知
總結過程是一個思考的過程，是對知識梳理和加工的過程。通過總結，讓學生明確這一章節學了什么內容，應該掌握什么內容，與前面章節知識有什么聯系和區別?！峨娮与娐坊A》中的各種基本放大電路、正弦波振蕩電路、功率放大電路，各種復雜的電子電路，總是由多種簡單的功能不同的電路組成的。通過總結，我們對各種電路的區別能不斷加深印象，從而對各種復雜的電子電路能順利劃分成塊，正確分析其電路原理。
要使學生能順利學好電子電路，需要教與學進行互動。這既要求我們培養學生正確的學習方法，又要求我們有合適的教學方法，好的教學方法還需要我們教師在教學過程中不斷地探索和總結。。例如，基本放大電路、負反饋放大器、正弦振蕩器和功率放大電路在教材的安排中，都是各自獨立成一章。學生在學習過程中，習慣認為它們是相互獨立的知識點，學起來感到內容多、繁、難，但是，如果把這四個電路進行概括比較，就可得出“基本放大電路是基礎，是核心知識，其它電路都是在這個核心知識的基礎上變化而來”這樣一個關系?；痉糯箅娐芳迂摲答伨W絡組成負反饋放大器，兩個放大電路之間加耦合器件組成多級放大器，基本放大電路加上選頻及正反饋網絡就組成正弦波振蕩器等。學生自己把它們之間的關系用圖表示出來，一目了然，學生就會感到不再難學，也增強了學習的自信心和學習興趣。
放大電路分析的方法多種多樣，教師要根據教學課程標準的要求和實際探究需要，靈活設計教學探究，在教學實踐中大膽探索，選準切入點，走自己的路，從而全面提高技工學校電子課程的教學質量和水準。
參考文獻：
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④邵展圖.電子電路基礎(第三版)[M].北京：中國勞動社會保障出版社，2003.
篇4
【關鍵詞】耦合方式；零點漂移；差分放大電路
組成多級放大的每一個單級放大電路稱為一級，級與級之間的連接稱為級間耦合，不論采用何種耦合方式，多必須遵循兩條原則：一是把前級的輸出信號有效地傳輸到后一級的輸入端；二是要求耦合后各級放大電路都有合適的靜態工作點。
一、直接耦合放大電路
為了避免耦合電容對緩慢變化信號帶來不良影響，可以把前級的輸出端直接或通過電阻接到下級的輸入端，這種連接方式稱為直接耦合。直接耦合方式的放大電路既能放大交流信號，也能放大緩慢變化和直流信號。更重要的是，直接耦合方式便于集成化，實際的集成運算放大電路，一般都是直接耦合多級放大電路。但是，采用采用直接耦合方法引出了新的問題。首先，直接耦合使前后級之間存在著直流通路，造成各級工作互相影響，不能獨立，使多級放大的分析、設計和調試工作比較麻煩；有時，把兩個單管放大電路簡單地直接耦合在一起還可能使電路不能正常工作。
二、零點漂移
直接耦合帶來的第二個問題是零點漂移，這是直接耦合電路最突出的問題。從理論上說，輸出電壓應一直為零保持不變，但實際上，輸出電壓將離開零點，緩慢地發生不規則的變化，這種現象稱為零點漂移。零點漂移的信號會在各級放大的電路間傳遞，經過多級放大后，在輸出端成為較大的信號，如果有用信號較弱，存在零點漂移現象的直接耦合放大電路中，漂移電壓和有效信號電壓混雜在一起被逐級放大，在漂移現象嚴重的情況下，往往會使有效信號“淹沒”，使放大電路不能正常工作。（1）產生零點漂移的主要原因：一是電源電壓的波動，將造成輸出電壓漂移；二是電路元件的老化，也將造成輸出電壓的漂移；三是半導體器件隨溫度變化而產生變化，也將造成輸出電壓的漂移。前兩個因素造成零點漂移較小，實踐證明，溫度變化是產生零點漂移的主要原因，也是最難克服的因素，這是由于半導體器件的導電性對溫度非常敏感造成的。當環境溫度變化時，將引起晶體管參數VBE、β、ICBO的變化，從而使放大電路的靜態工作點發生變化，而且由于級間耦合采用直接耦合方式，這種變化將逐級放大和傳遞，最后導致輸出端的電壓發生漂移。直接耦合放大電路的級數愈多，放大倍數愈大，則零點漂移愈嚴重，并且在各級產生的零點漂移中，第l級產生零點漂移影響最大，因此，減小零點漂移，控制多級直接耦合放大電路中第一級的漂移是至關重要的問題。（2）為了抑制零點漂移，常用的措施有以下幾種：第一，引入直流負反饋以穩定Q點來減小零點漂移；第二，利用熱敏元件補償放大管的零漂；第三，將兩個參數對稱的單管放大電路接成差分放大電路結構形式，使輸出端的零點漂移互相抵消，在直接耦合放大電路中，這是最有效地抑制零點漂移方法。
三、差分放大電路
差分放大電路抑制零點漂移的原理。電路中電阻RE的主要作用是穩定電路的靜態工作點，從而限制每個管子的漂移范圍，進一步減小零點漂移。由于RE的電流負反饋作用，使每個管子的漂移又得到了一定程度的抑制，這樣，輸出端的漂移就進一步減小了。在UCC一定時，過大的RE會使集電極電流過小，會影響靜態工作點和電壓放大倍數。為此，接入負電源UEE來抵償RE兩端的直流壓降，從而獲得合適的靜態工作點。由于差模信號使兩管的集電極電流產生異向變化，只要電路的對稱性足夠好，兩管電流一增一減，其變化量相等，通過RE中的電流就近于不變，不起負反饋作用，因此，RE基本上不影響差模信號的放大效果。RE能區別對待共模信號與差模信號，這正是所期望的。如果未設置共模反饋電阻RE，則較大的共模分量會使兩管的工作點發生較大的偏移，甚至有可能進入非線性區而使放大電路工作失常。接用RE后，由于它對共模信號的負反饋作用，穩定了工作點，使它不進入非線性區，而RE又近乎與差模信號無關。這樣，對差模信號的放大性能就不易受共模信號大小的影響。電位器Rp是調平衡用的，又稱調零電位器。因為電路不會完全對稱，當輸入電壓為零（把兩輸入端都接“地”）時，輸出電壓不一定等于零。這時可以通過調節Rp來改變兩管的初始工作狀態，從而使輸出電壓為零。但Rp對相位相反的信號將起負反饋作用，因此阻值不宜過大，一般Rp值取在幾十歐到幾百歐之間。綜上所述，典型差動放大電路既可利用電路的對稱性、采用雙端輸出的方式抑制零點漂移；又可利用發射極公共電阻RE的作用抑制每個三極管的零點漂移、穩定靜態工作點。因此，這種典型差動放大電路即使是采用單端輸出，其零點漂移也能得到有效地抑制，所以這種電路在多級集成放大電路中得到了廣泛的應用。
參考文獻
[1]謝廣新．電子線路[M]．山東：石油大學出版社
篇5
所謂的轉換效率是指功率放大電路的最大輸出功率與電源提供的功率之比，而電源功率是指直流功率，即電源輸出的平均電流與電壓的積。
功率放大電路：是一種以輸出較大功率為目的的放大電路。它一般直接驅動負載，帶載能力要強。
在很多電子設備中，要求放大電路的輸出級能夠帶動某種負載，例如驅動儀表，使指針偏轉；驅動揚聲器，使之發聲；或驅動自動控制系統中的執行機構等?？傊?，要求放大電路有足夠大的輸出功率，這樣的放大電路統稱為功率放大電路。
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篇6
中圖分類號:TN710-33文獻標識碼:A
文章編號:1004-373X(2010)16-0008-02
Analysis of Negative Feedback Amplifier Circuit Based on Protel99se
XING Guo-quan
(Xianning College, Xianning 437100, China)
Abstract: The open-loop and closed-loop amplifier circuits are analyzed. The Protel 99se simulation software is used to analyze the static working section, transient charachteristic and AC small-signal. The analysis shows that the negative feedback amplifier circuit can improve the circuit stability, reduce the nonlinear distortion and broaden the transmission bands of the circuit; and that theProtel 99se can provide a mixed emulational function for the advanced analog-digital devices and simulate the circuit comprised of many elements such as TTL, CMOS, BJT, etc.
Keywords: Protel 99se; simulation software; negative feedback; closed-loop amplifier circuit
收稿日期:2010-03-24
基金項目:咸寧學院教研課題(J09125)
隨著計算機技術的不斷發展,教學手段將變得日益豐富和多樣化,原來必須在實驗室才能完成的實驗及功能演示可以通過計算機在教室里面仿真出來,并可以映射在教室屏幕上。Protel 99 se具有豐富的仿真器件和齊全的仿真功能,使它能勝任大多數電路的仿真工作,構成一個方便、界面友好的用戶環境;Protel 99 se的出現給電路分析提供了極大的方便[1-2]。
1 典型電路
圖1為兩級共射放大電路,圖2為帶有電壓串聯負反饋的兩級共射放大電路,其反饋網絡由R11,C6,R4組成,它可構成交流負反饋電路[3]。
2 靜態工作點分析
由于采用的是交流負反饋,理論上分析加入反饋網絡后電路的直流工作狀態應該不變。在Protel 99 se平臺上,選擇Simulate下拉菜單,點擊Run項,在*.sdf圖下方點擊Oprating Point就可顯示圖1和圖2電路的靜態工作點,發現兩個電路的靜態工作點是相同的,這與理論分析結果一致[4],如圖3所示。
圖1 開環放大電路
3 瞬態特性分析
設置信號源幅值為2 mV,頻率為1 kHz,在*.sdf圖下方點擊Transient Analysis就可顯示圖1和圖2電路的輸入/輸出波形圖。從圖4可看出,開環放大電路的輸出波形存在明顯的截止失真;從圖5可看出,在輸入信號幅值不變的情況下,加入負反饋后消除了非線性失真,并且從中可以算出閉環放大倍數為30,這與理論上分析的在深度負反饋的情況下閉環電路放大倍數ИAF≈1F=1+R11R4=31相吻合。圖4和圖5清晰地顯示了信號傳遞過程VIc1b2VOУ南轡槐浠過程[5]。
圖2 電壓串聯負反饋放大電路
圖3 開環和閉環電路的靜態工作點
圖4 開環放大電路輸入輸出波形圖
圖5 電壓串聯負反饋放大電路輸入輸出波形圖
4 參數掃描分析
在Simulate下拉菜單中setup選擇Parameter Sweep項[6],選中反饋電阻R11,起始值選為1 kΩ,終值選為10 kΩ,步長選為3 kΩ進行分析,于是得到R11變化后的閉環輸出信號波形,如圖6所示。其中,vo_p01,vo_p03,vo_p06,vo_p08分別顯示當R11=1 kΩ,4 kΩ,7 kΩ,10 kΩ閉環狀態下輸出信號波形圖,其放大倍數分別為12.5,30,50,62.5。從中可以發現,隨著R11的增大,反饋系數F=R4R4+R11越來越小,閉環系統漸漸退出深度負反饋狀態,AF不再近似等于1/F。
圖6 電壓串聯負反饋參數掃描圖
5 交流小信號分析
改變電路中V1和V2的設置,在Simulate下拉菜單setup中選擇AC Small Signal Analysis項,在*.sdf圖中就顯示出開環和閉環電路的AC Analysis圖。對比圖7和圖8可以發現,閉環電路電壓放大倍數明顯減小,電路的通頻帶變寬,特別是高頻部分顯著拓寬[7]。
圖7 開環放大電路輸出信號頻率曲線
圖8 電壓串聯負反饋放大電路輸出信號頻率曲線
6 結 語
通過以上的各項分析,借助于Protel 99 se的仿真軟件,則不需購買電子元器件,也不需要示波器、毫伏表、信號源等實驗儀器,就可以分析負反饋放大電路的多項性能指標,同時顯示出了負反饋對放大電路性能的改善,比如負反饋可以減小非線性失真,降低放大倍數,擴展頻帶;還可以很方便地進行參數掃描分析,從而獲得反饋電阻不同情況下的輸出信號波形和閉環電壓放大倍數。
Protel 99 se功能強大,還可進行直流掃描分析、溫度掃描分析、噪聲分析、傳遞函數分析,蒙特卡羅分析[8]。在實驗過程中所能觀看的現象和測量的數據都能用Protel 99 se仿真實現。
參考文獻
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[6]清源計算機工作室.Protel 99 se電路設計與仿真[M].北京:機械工業出版社,2002.
篇7
1、抑制溫漂，抑制共模信號，一般作為輸入級，解決了直接耦合放大電路變成實用電路最大的問題。
2、使輸入為零時輸出為零，減少能量損失。
3、輸出靈活，使輸出信號的方向可以控制。
篇8
關鍵詞:音頻功放; 放大器; 模擬CMOS; 電路仿真
中圖分類號:TN43文獻標識碼:A
文章編號:1004-373X(2010)08-0016-03
CMOS Circuit Design of Audio Power Amplifier
WAN Wei
(Wuhan University of Science and Technology, Wuhan 430081, China)
Abstract: The simulation and design of a bridge connecting audio power amplifier is completed. The main sections of audio power amplifier are two audio op-amps connected with a bridge. Least possible external components are used to provide high-quality output power without any output coupling capacitance, bootstrap capacitance and buffer network. The Cadence Spectre simulation tools are applied for circuit simulation,the circuit indexes such as power supply to voltage rejection ratio, frequency response characteristics and total harmonic distortion are up to the requirement. The audio power amplifier has a good application prospect in the market.
Key words:audio power amplifier; amplifier; analog CMOS; circuit simulation
0 引 言
隨著集成技術的迅猛發展,體積小巧的便攜通信設備有了更加廣闊的市場前景。但是對于應用于這些便攜式設備中的音頻功率放大器芯片則有更加嚴格的要求。便攜式設備體積小,由電池供電,所以要求音頻功率放大器芯片有盡可能少的設備,盡量低的功耗。此外,對于通信設備而言,在頻率217 Hz時會產生CDMA噪聲,所以音頻功率放大器必須也有較強的電源抑制比(PSRR)。本文中的音頻功率放大器就是為了使用盡可能少的外部組件提供高質量的輸出功率而專門設計的,它不需要外接自舉電容和耦合電容,所以非常適合于移動電話或其他低壓設備。
1 電路結構設計
眾所周知,AB類功放有比A類功放更高的效率,比B類放大器更低的交越失真。是現在音頻功率放大器市場上的主力軍。輸出運放是整個電路的核心,它的性能直接影響著整個芯片的各性能參數。
1.1 運放結構的選擇[1]
本文中運用兩個AB類輸出的運放組成橋式結構,如圖1所示。第一個放大器的增益可由外部設置,而第二個放大器的增益是內部固定的單位增益。第一個放大器的閉環增益由Rf和RI的比值來確定,第二個放大器的增益由內部兩個20 kΩ的電阻固定。圖1中可以看出,第一個放大器的輸出作為第二個放大器的輸入,這樣使得兩個放大器的輸出在幅值上是相等的,而相位上相差180°。因此,整個電路的差分增益為:
И
AVD=2(Rf/RI)
И
圖1 橋式連接的功放結構
橋式結構的工作不同于經典的單端輸出而負載另一端接地的放大器結構。和單端結構的放大器相比,橋式結構的設計有其獨特的優點。它可以差動驅動負載,因此在工作電壓一定的情況下輸出電壓的擺幅可以加倍。在相同條件下,輸出功率是單端結構的4倍。橋式結構和單端結構相比還有另外一個優點[2]。由于是差分輸出,VO1和VO2偏置在1/2VDD,因此在負載上沒有直流電壓。這樣就不需要輸出耦合電容,而在單電源供電單端輸出的放大器中這個電容是必須的,沒有輸出耦合電容,負載上1/2VDD的偏置可以導致集成電路內部的功耗和可能的響度損失[3]。鑒于以上的種種優點,這里選擇的電路結構為,由兩個AB類輸出運放組成的橋式連接放大器結構。
1.2 放大器電路結構
放大器電路圖如圖2所示。放大器第一級為折疊共源共柵結構,這種結構改善了兩級運算放大器的共模輸入范圍以及電源噪聲抑制特性[4]。它可以看做是一個差分跨導級與電流級級聯再緊跟一個Cascode電流鏡負載的結構。第二級為AB類推挽式輸出,這種輸出可以高效地利用電源電壓和電源電流。和一般共源共柵放大器所不同的是,在輸出端加入了M11,M12,M13,M14四個管子,使單端輸出變成了雙端輸出。這四個管子與偏置電路、第二級的推挽式輸出電路共同組成了兩個跨導線性環[5]。
跨導線性環是一個通過非線性電路提供線性關系的電路。圖2中M21,M13,M23,M24和M22,M12,M25,M26各組成了一個跨導線性環,容易得出:
И
VGS21+VGS13=VGS23+VGS24
又由于:
И
VGS21-VT=IDS21KW/L
于是有:
И
IDS21(W/L)21+IDS13(W/L)13=IDS23(W/L)23+IDS24(W/L)24
И
圖2 放大器內部結構圖
結果得到了一個與晶體管尺寸有關的電流表達式,由式中可以看出,輸出功率管M21的靜態電流由M13,M21,M23,M24的寬長比與電流決定,與輸入信號無關[6]。因此,預先設定好四個管子的寬長比,給M13,M23,M24以固定的電流,輸出功率管的靜態電流就被確定下來了。但是運放中加入四個MOS管是否不會影響運放的其他性能。從信號通路的角度看,晶體管M11,M12,M13,M14中只流過直流電流,沒有交流電流從中通過,它們屏蔽了交流行為,對來自第一級的電流表現為一個無窮大的交流阻抗[7]。這四個MOS管設置了輸出功率管的靜態電流,但是對于第一級的增益、帶寬均不起作用。所以放大器的增益仍然為:
AV1=gM1{[(gM9+gMB9)rO9rO7(rO1||rO5)]∥
[(gM15+gMB15)rO15rO17rO19]}
AV2=(gM21+gM22)rO21rO22
使用跨導線性環的目的是當一個輸出晶體管流過大電流時,防止另一個輸出晶體管關斷。實際上,當M21流過一個大的輸出電流時,M22就有可能被關斷。在流過大的輸出電流的情況下,至少要保證M22上能流過一個最小的電流,這樣就可以減少交越失真并且提高速度[8]。
對于這樣的多極點兩級運放來說,在輸出端電阻和電容串聯做米勒補償[9],以增大相位裕度,提高穩定性。通過頻率補償,兩個主極點分別為:
И
p1=-1RA[CA+(1+AV2)C]
p2=-gM/CL
И
式中:RA是從M9漏端到地的總阻抗;CA是M9漏端到地的總寄生電容;CL是輸出端的總電容。p1是第一級放大器的輸出端產生的極點,米勒補償后離原點最近,成為主極點;p2是輸出端產生的極點,米勒補償后離原點較遠。同時由于電阻和電容形成了通路,產生一個零點:
И
z=1/[C(1/gM-R)]
適當調節R,使z=p2,可使零點與第二主極點相互抵消,增加了系統的穩定性[10]。
2 仿真結果及分析
仿真性能參數如表1所示。用Cadence Spectre進行仿真,使用了華潤尚華0.5 μm的N阱CMOS工藝模型,模擬環境是VDD=5 V,T=27 ℃典型條件。
表1 仿真性能參數
GainPhasePSRR(217 Hz)THDPO
62 dB0.1%1 W
在5 V單電源下驅動8 Ω負載,對于1 kHz,4 V峰-峰值的正弦波激勵,仿真得到負載上的電壓基波幅度為3.91 V。此時電源消耗的平均功率為3.15 W,功率放大器的效率為60.7%?？傊C波失真為0.098%。總體上THD和效率隨輸入電壓變大而增加。放大器頻域響應如圖3所示。
圖3 頻域響應仿真圖
3 結 語
該設計的AB類輸出功率放大器電路,采用折疊式共源共柵結構,功率管推挽式輸出, 同時利用外部電流源供電,采用低壓共源共柵電流鏡結構的偏置電路。仿真結構表明該運放具有高增益,低輸入失調電壓,低THD等特點,同時具有良好的頻率特性,較低的靜態功耗, 滿足一塊高性能的AB類音頻功放芯片的要求。
參考文獻
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篇9
關鍵詞：鎖相放大器、相敏檢波器、互相關性
中圖分類號：TN722 文獻標識碼：A
微弱信號檢測是一門新興的技術學科，它利用電子學、信息論和物理學的方法，分析噪聲產生的原因和規律，研究被測信號的特點和相關性，檢測被噪聲淹沒的微弱信號。由于其在微弱信號檢測方面的優越性能，在科學研究的各個領域得到廣泛的應用。鎖定放大器利用信號的周期性和噪聲的隨機性的差別，通過互相關運算，相同頻率并且相同相位的信號可以順利通過，相同頻率但是不同相位的信號，會有很大的衰減作用，從而能比被測信號強100dB的干擾信號中幾乎準確無誤地檢測出目的信號。鎖相放大器相當于高Q值帶通濾波器，等效帶通濾波器的Q值一般可以達到107 左右，而且能夠自動地將中心頻率跟蹤和保持在測量頻率上。鎖相放大器最為合適測量深埋在噪聲中的有用信號，常用于檢測伴隨強背景噪聲的微弱信號，有抗干擾能力強、性能好、靈活性高等優點。
1 鎖相放大器原理
1.1 鎖相放大器原理
鎖相放大器利用了噪聲與目的信號之間在性質上的差別，目的信號的頻譜是很窄的，而白噪聲的頻譜卻有著寬闊的頻譜，白噪聲的頻譜雖然包括了目的信號的頻譜，但是，白噪聲的頻譜幅度卻很小。如果我們用窄帶帶通濾波器濾除目的信號外的頻譜，這樣噪聲對目的信號的干擾就會很小，從而就可以準確的測出目的信號的幅度和相位。為了更加精確的測量被噪聲所掩埋的目的信號，應該將帶通濾波器的頻帶寬度變的更加窄。如果將頻帶寬度縮小到1/n，那么噪聲就會減小到1/，如果目的信號大小不改變，則信噪比會改善為1/。減小帶寬就意味著提高電路的Q值，但是，帶通濾波器的帶寬不可能做到很小，也就是說Q值不可能做到非常大。一般的濾波器所能夠達到的Q值大約在100 左右，這是由于組成濾波器的元件的精確度和穩定性是有限的，太高的Q值電路往往是不穩定的，在制作上是很困難的。但是鎖相放大器利用噪聲與目的信號之間在性質上的差別，卻可以使Q 提高到約為107，而且能夠自動地將中心頻率跟蹤和保持在測量頻率上，這是窄帶帶通濾波器是無法做到的。
將被測信號和參考信號（方波）進行乘法運算，方波通過傅里葉展開為R（t），相乘后得到u（t），u（t）包括相乘信號的和頻與差頻信號。由于被測信號和參考信號頻率相同，其中差頻信號會有為直流信號。而和頻信號和其他的差頻信號通過后面的低通濾波器濾除，只剩下直流信號，輸出為 。
單通道的鎖相放大器（如圖1）包括信號通道、移相電路、相敏檢測器（ PSD） 、低通濾波器（LPF）。由于一般的模擬乘法器電路，在線性度和溫度穩定性等性能不是很好，所以，在實際的鎖相放大器中，通常會采用開關元件來代替模擬乘法器。單通道的鎖相放大器在測量中會出現許多問題，參考信號和目的信號的相位差必須為0°，否則是不能很好地測量被測信號的大小。所以就需要把參照信號與目的信號的相位差調節到0°，然后再輸入到相敏檢測器。為了能夠正確地測量出目的信號的大小，移相電路是單通道的鎖相放大器中必不可少的電路。并且在測量中很難判斷電路是否已經準確的調節相位差為0°，這對測試的結果的準確性產生很大的影響。
1.2 雙通道鎖相放大器原理
為了克服單通道鎖相放大器的缺點，在經過對單通道鎖相放大器的改進，雙通道鎖相放大器可以使得參考信號和目的信號的相位差不必為0°，電路同樣能很好地測量被測信號的大小。這樣在測量時就不必調節參考信號和目的信號的相位差了，為測量帶來了便利，并且測量結果更加精確。
雙通道鎖相放大器的工作原理結構如圖2所示，包括信號通道、參考通道、相敏檢測器（ PSD） 、低通濾波器（LPF）、矢量運算以及直流放大器。
信號通道：主要是對被測信號進行預濾波和交流放大等處理，伴有噪聲的輸入信號放大，并經選頻放大對噪聲進行初步處理，提高了信號的信噪比。
參考通道：提供一個與輸入信號頻率相同的方波，并對該方波移相0o 和90o，作為相敏檢波器的輸入。
相敏檢波器：對被測信號和參考信號進行乘法運算，并得到和頻與差頻信號。由于被測信號和參考信號頻率相同，差頻信號為直流信號。通過后面的低通濾波器后就只剩下直流信號。
低通濾波器：濾出直流信號以及濾除噪聲信號，提高輸出直流信號的信噪比，從而實現提取噪聲中的微弱信號。低通濾波器的帶寬決定了鎖相放大器的等效帶寬，濾波器的截止頻率越低，則等效帶寬則越寬。但是截止頻率越低，反應時間也會越長，這會使得測量時需要等待的時間變長，這是我們所不希望的，所以需要合理設置低通濾波器的截止頻率。
直流放大器：將直流信號放大處理，得到適合AD采集的信號，以提高信號的信噪比。
鎖相放大器用于檢測淹沒在噪聲中的微弱信號，把相對于滿量程信號輸入所能夠允許的噪聲的大小叫做動態余量。動態余量（dB）= ，由此可見，降低AC放大器的增益，提高DC放大器的增益，能夠提高動態余量。但是增大DC放大器的增益，PSD中的直流飄移就會被放大，這對于輸出的直流穩定性是不利的。PSD的直流穩定性主要受溫度的影響。所以動態余量與PSD的直流穩定性呈反比，合理設置AC放大器與DC放大器的增益，確保必要的動態余量。
2 雙通道鎖相放大器電路的設計
2.1 前置放大器電路（如圖3）
前置放大器采用低噪聲、低溫漂的放大電路以提高信噪比，通過兩級放大實現1000多倍的放大。由于輸入信號的等效電阻的變化很大，為盡可能獲取小信號，這就必須放大器有很大的輸入電阻，所以第一級采用同相放大。
2.2 濾波電路（如圖4）
為抑制噪聲提高信噪比，在信號通道增加50Hz的陷波電路以及低通濾波器。如果電源中工頻的干擾沒有處理好，造成的影響會比較大，利用低通濾波器來抑制噪聲帶寬，并且對電源進行去耦處理，使得穩定性大大的提高。
2.3 相敏檢波器以及低通濾波器電路（如圖5）
相敏檢波器是鎖相放大器的核心，為檢測出噪聲中的微弱信號，要求PSD必須具有比較寬的動態范圍。一般的模擬乘法器電路，由于輸出的直流漂移，無法實現寬的動態范圍，所以采用了開關式的乘法器作為相敏檢波器。低通濾波器用于濾出直流分量，與時間相關的分量不能通過，輸出與輸入的幅度成正比關系。
2.4 直流放大器以及矢量運算
由于PSD輸出直流比較小，不便于ADC的采樣，同時為增大信噪比所以在后面采用DC放大器。由于DC放大器的增益較大，PSD的直流漂移也會被放大，同時考慮到動態余量，所以AC放大器與DC放大器的增益要合理分配，才能確保一定的動態余量。由于輸出的直流分量X、Y只是輸入信號的兩個分量，還需經過矢量運算電路計算。矢量運算電路由AD采樣，通過MSP430單片機計算出輸入信號的幅度和相位并在液晶上顯示。
3 測試結果分析
通過測試，所有測量結果的誤差都控制在了5%以內， 而且隨著輸入信號幅度的增大測量誤差會進一步減小。輸入信號頻率范圍為100Hz～10KHz，可以從比被測信號強80dB以上的干擾信號中檢測出目的信號。
4 結束語
篇10
（曲阜遠東職業技術學院，山東曲阜273115）
摘要：從電路的穩定性和可靠性出發，設計一款用于白光LED驅動電路中的誤差放大器。結合DC/DC升壓式變換器的工作原理，在無錫上華（CSMC）的標準0.5 μm兩層多晶硅、三層金屬CMOS工藝下，采用比較簡單的兩級運放電路。通過Spectre軟件進行仿真驗證，在2.5 V 的電源電壓下，得到開環增益為54.87 dB，共模抑制比為70.98 dB，電源電壓抑制比為63.15 dB。該設計與傳統的設計方法相比，減小了芯片的面積，同時基本達到設計指標。
關鍵詞 ：LED驅動電路；誤差放大電路；兩級運放；仿真驗證
中圖分類號：TN72?34 文獻標識碼：A 文章編號：1004?373X（2015）18?0155?03
0 引言
隨著手機智能化的迅速發展，白光LED 作為手機背光源，其驅動電路的設計就顯得尤為重要。誤差放大器是驅動LED 電路中一個重要的模塊，其性能的好壞直接影響著驅動電路輸出的穩定性和精度。誤差放大器就是將反饋電壓與基準電壓的差值放大，輸出誤差放大值到PWM比較器的輸入值。
目前，主要常用的運算放大器包括套筒式共源?共柵運放、折疊式共源?共柵運放和簡單的兩級運放，前兩者運放電路復雜，電路穩定性差，輸出電阻大，導致電路驅動能力和速度的下降[1]。誤差放大器用于檢測LED電流的反饋電壓，由于輸出端紋波電壓的存在，誤差放大器增益不需太高，一般取50～80 dB 即可。再者，本誤差放大器的電源電壓為2.5 V，若采用共源共柵放大器，將存在過驅動電壓不足，晶體管無法工作在飽和區的問題。因此需要對其誤差放大器進行重新設計驗證。
1 基本性能參數
誤差放大器主要的性能參數有7點：
（1）增益Av。運放的開環增益Av 直接影響反饋系統的精度，進而影響電路的輸出精度。在理想情況下，運放具有無限大的差模電壓增益、無限大的輸入阻抗和零輸出阻抗，但是在實際中，由于受各種參數的影響，開環增益大于等于60 dB 就能滿足需求[2]。
（2）單位增益帶寬GB。單位增益帶寬GB 是運放開環增益為1時的頻率。計算公式為：
一個閉環系統-3 dB 帶寬等于該閉環系統的運放的單位增益帶寬，必須滿足以下兩個條件：反饋網絡中不含頻率分量；單位增益帶寬頻率內只有1個極點[3]。
（3）相位裕值PM。相位裕度主要是衡量負反饋系統穩定性的一個重要指標。它是指運算放大器增益幅度為1時的相位，與-180°相位的差值。經研究發現，相位裕度至少要45°，最好是60°。
（4）建立時間。建立時間（Settling Time）表示從跳變開始到輸出穩定的時間，主要反映運放的反應速度。增大單位增益帶寬，可以縮小建立時間。由上文可知，增大單位增益帶寬就等于增大了負反饋系統的-3 dB帶寬，可以根據芯片建立時間的要求，設計芯片的單位增益寬度[4]。
（5）轉換速率SR。轉換速率定義為最大輸出電壓變化的速率，轉速的計算公式為：
由式（2）可以看出，其性能取決于運放的尾電流Iss和負載電容C 的值。如果要求誤差放大器的轉換速率大，其尾電流必將變大。
（6）共模抑制比。共模抑制（CMRR）比表示誤差放大器抑制共模信號放大差分信號的能力，其定義為放大電路差模信號的電壓增益Avd 與共模信號的電壓增益Avc 之比的絕對值，計算公式為：
由式（3）可見，差模信號的電壓增益Avd 越大，共模信號的電壓增益Avc 越小，則共模抑制比CMRR越大，放大電路的性能越好。在理想情況下，共模抑制比CMRR為無窮大。
（7）電源抑制比。實際使用中，電源經常有噪聲存在，電源抑制比（PSRR）正是表征抵制電源噪聲的能力，定義為運放輸入到輸出的增益與電源到輸出的增益之比，其計算公式為：
式中Vdd = 0 和Vin = 0 分別指的是電源電壓和輸入電壓的交流小信號為零。
2 誤差放大器的設計
2.1 設計目標及參數
根據設計目標，可以大概確定MOS 的寬長比和補償電容C1 的大小：
（1）要滿足相位裕度60°，米勒補償電容C1 取值應滿足：C1 > 0.22CL ，CL 為負載電容值，取C1 = 2 pF ；
（2）此誤差放大器由兩級運放組成，第1級運放尾電流IM2 為：IM2 = SR·C1 ；第2 級運放尾電流IM5 為：IM5 = SR ? CL ；
（3） 計算M3 管和M4 管的寬長比，gM4 = GB ? C1 ，W L = g2M4 (2K4 ID1)，MOS管M3和M4寬長比相等；
（4）確定M1 管和N1 管的寬長比，以確定電流偏置電路所能給兩級運放提供的偏置電壓；
（5）由輸入共模范圍最小值CCMR=-1.5 V，計算出N2管和N3管的寬長比[5]；
（6）一般情況下為得到合理的相位裕度，gN4/CL>2.2 GB ，近似可以得到MOS管N4的寬長比；
（7）檢查電路功耗：
2.2 設計方案
本文設計的誤差放大器由兩級運放組成[6]：第1 級運放由M3，M4，N2，N3 組成單端差分放大電路，其中M3，M4組成差分輸入對，N2，N3組成NMOS電流鏡；第2級運放由M5，N4 組成的共源放大電路。M1 和N1 構成電流偏置電路，通過M2和M5為運放提供偏置，如圖1所示。
電路中米勒補償電容C1的作用是用來改善運放的頻率響應和相位裕度特性[7]。
3 仿真驗證
（1）增益和相位。圖2 是電源電壓為2.5 V 時，誤差放大器增益和相位仿真結果，從仿真結果波形可以看出，開環增益在頻率小于10 kHz時為54.87 dB，在10 kHz以后，運放增益隨著頻率的增大而下降。單位增益帶寬為8.684 MHz，相位裕度為60°，滿足設計要求[8]。
（2） 共模抑制比。圖3 是誤差放大器在-25～100 ℃范圍的共模抑制比仿真結果，從仿真結果中可以看出，溫度在-25 ℃時，共模抑制比最小，但同時在低頻時仍可以達到64.77 dB。在常溫下，誤差放大器的共模抑制比為70.98 dB，滿足設計要求。
（3）電源抑制比。圖4是誤差放大器在-25～100 ℃范圍的電源抑制比仿真結果，從圖中可以看出，在此溫度范圍內，低頻電源電壓抑制比最小為62.83 dB，但電源抑制比也大于60 dB，滿足設計要求。
（4）建立時間。圖5 是在-25～100 ℃溫度范圍內對階躍小信號的響應曲線，借助Calculator中settlinTime函數計算建立時間，將1 ns時的輸出電壓作為初始值，190 ns時的輸出電壓作為結束值，容差范圍為2%，可得建立時間[9]為0.278 μs。
（5）轉換速率。圖6 是常溫下輸出電壓的時域響應曲線，借助Calculator中slewRate函數計算轉換速率，可得誤差放大器的轉換速率為0.793 V/μs。
4 結論
本文通過比較套筒式共源?共柵運放、折疊式共源?共柵運放和簡單的兩級運放的優缺點，選擇結構較為簡單的兩級運放作為本芯片的誤差放大器作為白光LED驅動電路誤差放大器。本文根據設計參數要求，設計出一種誤差放大電路，通過Spectre軟件進行仿真，驗證了設計電路的合理性，為成品的白光LED 驅動電路中誤差放大器的設計提供了一種新的參考[10]。
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