boost電路范文

導語：如何才能寫好一篇boost電路，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

引言

輕小化是目前電源產品追求的目標。而提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關頻率提高的瓶頸是器件的開關損耗，于是軟開關技術就應運而生。一般，要實現比較理想的軟開關效果，都需要有一個或一個以上的輔助開關為主開關創造軟開關的條件，同時希望輔助開關本身也能實現軟開關。

boost電路作為一種最基本的DC/DC拓撲而廣泛應用于各種電源產品中。由于Boost電路只包含一個開關，所以，要實現軟開關往往要附加很多有源或無源的額外電路，增加了變換器的成本，降低了變換器的可靠性。

Boost電路除了有一個開關管外還有一個二極管。在較低壓輸出的場合，本身就希望用一個MOSFET來替換二極管（同步整流），從而獲得比較高的效率。如果能利用這個同步開關作為主開關的輔助管，來創造軟開關條件，同時本身又能實現軟開關，那將是一個比較好的方案。

本文提出了一種Boost電路實現軟開關的方法。該方案適用于輸出電壓較低的場合。

1 工作原理

圖1所示的是具有兩個開關管的同步Boost電路。其兩個開關互補導通，中間有一定的死區防止共態導通，如圖2所示。通常設計中電感上的電流為一個方向，如圖2第5個波形所示。考慮到開關的結電容以及死區時間，一個周期可以分為5個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。下面簡單描述了電感電流不改變方向的同步Boost電路的工作原理。在這種設計下，S2可以實現軟開關，但是S1只能工作在硬開關狀態。

1）階段1〔t0～t1〕該階段，S1導通，L上承受輸入電壓，L上的電流線性增加。在t1時刻，S1關斷，該階段結束。

2）階段2〔t1～t2〕S1關斷后，電感電流對S1的結電容進行充電，使S2的結電容進行放電，S2的漏源電壓可以近似認為線性下降，直到下降到零，該階段結束。

    3）階段3〔t2～t3〕當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S2的零電壓導通創造了條件。

4）階段4〔t3～t4〕S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性減小，直到S2關斷，該階段結束。

5）階段5〔t4～t5〕此時電感L上的電流方向仍然為正，所以該電流只能轉移到S2的寄生二極管上，而無法對S1的結電容進行放電。因此，S1是工作在硬開關狀態的。

接著S1導通，進入下一個周期。從以上的分析可以看到，S2實現了軟開關，但是S1并沒有實現軟開關。其原因是S2關斷后，電感上的電流方向是正的，無法使S1的結電容進行放電。但是，如果將L設計得足夠小，讓電感電流在S2關斷時為負的，如圖4所示，就可以對S1的結電容進行放電而實現S1的軟開關了。

    在這種情況下，一個周期可以分為6個階段，各個階段的等效電路如圖5所示。其工作原理描述如下。

1）階段1〔t0～t1〕該階段，S1導通，L上承受輸入電壓，L上的電流正向線性增加，從負值變為正值。在t1時刻，S1關斷，該階段結束。

2）階段2〔t1～t2〕S1關斷后，電感電流為正，對S1的結電容進行充電，使S2的結電容放電，S2的漏源電壓可以近似認為線性下降。直到S2的漏源電壓下降到零，該階段結束。

3）階段3〔t2～t3〕當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S2的零電壓導通創造了條件。

4）階段4〔t3～t4〕S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性?小，直到變為負值，然后S2關斷，該階段結束。

5）階段5〔t4～t5〕此時電感L上的電流方向為負，正好可以使S1的結電容進行放電，對S2的結電容進行充電。S1的漏源電壓可以近似認為線性下降。直到S1的漏源電壓下降到零，該階段結束。

6）階段6〔t5～t6〕當S1的漏源電壓下降到零之后，S1的寄生二極管就導通，將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S1的零電壓導通創造了條件。

接著S1在零電壓條件下導通，進入下一個周期。可以看到，在這種方案下，兩個開關S1和S2都可以實現軟開關。

2 軟開關的參數設計

以上用同步整流加電感電流反向的辦法來實現Boost電路的軟開關，其中兩個開關實現軟開關的難易程度并不相同。電感電流的峰峰值可以表示為

ΔI=(VinDT)/L   （1）

式中：D為占空比；

T為開關周期。

所以，電感上電流的最大值和最小值可以表示為

Imax=ΔI/2＋Io   （2）

Imin=ΔI/2－Io   （3）

式中：Io為輸出電流。

將式（1）代入式（2）和式（3）可得

Imax=(VinDT)/2L＋Io   （4）

Imin=(VinDT)/2L－Io   （5）

從上面的原理分析中可以看到S1的軟開關條件是由Imin對S2的結電容充電，使S1的結電容放電實現的；而S2的軟開關條件是由Imax對S1的結電容充電，使S2的結電容放電實現的。另外，通常滿載情況下|Imax|?|Imin|。所以，S1和S2的軟開關實現難易程度也不同，S1要比S2難得多。這里將S1稱為弱管，S2稱為強管。

強管S2的軟開關極限條件為L和S1的結電容C1和S2的結電容C2諧振，能讓C2上電壓諧振到零的條件，可表示為式（6）。

將式（4）代入式（6）可得

實際上，式（7）非常容易滿足，而死區時間也不可能非常大，因此，可以近似認為在死區時間內電感L上的電流保持不變，即為一個恒流源在對S2的結電容充電，使S1的結電容放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達式為式（8）。

(C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2   （8）

式中：tdead2為S2開通前的死區時間。

同理，弱管S1的軟開關寬裕條件為

(C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1   （9）

式中：tdead1為S1開通前的死區時間。

在實際電路的設計中，強管的軟開關條件非常容易實現，所以，關鍵是設計弱管的軟開關條件。首先確定可以承受的最大死區時間，然后根據式(9)推算出電感量L。因為，在能實現軟開關的前提下，L不宜太小，以免造成開關管上過大的電流有效值，從而使得開關的導通損耗過大。

3 實驗結果

一個開關頻率為200kHz，功率為100W的電感電流反向的同步Boost變換器進一步驗證了上述軟開關實現方法的正確性。

該變換器的規格和主要參數如下：

輸入電壓Vin24V

輸出電壓Vo40V

輸出電流Io0～2.5A

工作頻率f200kHz

主開關S1及S2IRFZ44

電感L4.5μH

圖6(a)，圖6（b）及圖6(c)是滿載（2.5A）時的實驗波形。從圖6(a)可以看到電感L上的電流在DT或(1－D)T時段里都會反向，也就是創造了S1軟開關的條件。從圖6(b)及圖6(c)可以看到兩個開關S1和S2都實現了ZVS。但是從電壓vds的下降斜率來看S1比S2的ZVS條件要差，這就是強管和弱管的差異。

圖7給出了該變換器在不同負載電流下的轉換效率。最高效率達到了97.1％，滿載效率為96.9％。

篇2

關鍵詞：功率因數校正；無橋Boost PFC變換器；單周期控制

中圖分類號：TP391文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2012)11-2637-04

Research of Bridgeless Boost PFC Converters Based on one Cycle Control

DENG Quan-dao

（Jingling Institute of Technology, Nanjing 211169, China）

Abstract: This paper has a detailed analysis of merits and faults and suitable occasion between the two types of Boost PFC, analyses the per? formance between the traditional PFC boost rectifier and a representative BLPFC boost rectifier. We choose One Cycle Control(OCC) technique as the control scheme. The experiment result shows that the scheme has higher efficiency.

Key words：PFC; Bridgeless Boost PFC; One Cycle Control

隨著行業對電能質量要求越來越規范，嚴格，功率因數校正技術已成為電力電子行業的熱點。在實際應用中，通常需要AC/DC變換器系統，但傳統的AC/DC變換器多數是由無源元件構成的，相對于輸入電壓，其輸入電流具有較大的諧波失真，從而導致了功率因數較低，一般在0.6～0.7[1]左右。畸變的電流將會對電網造成了污染，主要體現在兩方面：一、電流流過線路產生的壓降會使電網電壓發生畸變；二、畸變的電流對電網中的用電設備將產生不良影響，例如儀器儀表的誤測量、保護裝置的誤動作、線路和變壓器過熱等[2]。

1無橋Boost PFC電路概述

通常，我們選擇CCM模式下Boost拓撲作為功率因數校正電路，如圖1（a），因其具有結構簡單且和較小的EMI濾波器的特點。但此拓撲結構的電路存在局限性，當電路工作在低壓大電流的狀態時，會產生較高開關和導通損耗，效率不高，為了解決整機效率低，損耗大的問題，很多種新的拓撲被提出，在這些拓撲中，無橋Boost PFC因結構簡單、可靠性好而受到廣泛的關注。

圖1（b）是經傳統Boost PFC電路拓撲變化后形成的全橋Boost變換器，由于沒有整流橋的導通損耗，因此其效率較高，且能量能雙向流動；但這種電路拓撲使用的開關管數量多從而造成高成本，并且此拓撲的控制也比較復雜。

如表1所示，DBPFC電路使用的功率器件是三種電路中最少的，與傳統Boost PFC電路相比，在DBPFC電路中，使用了一個續流MOSFET代替傳統Boost PFC電路中的兩個整流二極管，所以，DBPFC電路在效率上的提升體現在其續流MOSFET與傳統Boost PFC電路整流橋損耗之差；2nd DBPFC電路也因少一個普通二極管的損耗而比傳統Boost PFC電路在效率上有所提升。

圖2為三類器件和三種電路在輸入線電壓為90V時的損耗圖[2]。計算數據基于以下器件：普通二極管DSP08-8A，開關管SPW20N60S5，整流橋KBPC5010。由圖2（a）可見，在輸入電壓不變的情況下，隨著輸出功率的不斷增大，續流MOSFET的損耗相對于整流二極管的損耗逐漸變小，相對于傳統Boost PFC電路，DBPFC和2nd DBPFC在效率方面的提升也越來越明顯,如圖2（b）。另外，由于DBPFC電路中部分反向電流會流經MOSFET，實際工作的損耗比上述分析的還要低。[3]

2 OCC在無橋Boost PFC中的應用特點

單周期控制技術具有調制和控制的雙重性，是一種不需要乘法器的控制方案，其突出的優點是無論穩態還是暫態，都能使受控量的平均值正比于參考信號；同時，其還具有開關頻率恒定、動態響應快及易于實現等優點。

傳統的無橋Boost PFC控制需要解決兩個問題：一、要對電感電流進行檢測，而電流的方向是不斷變化；二、對控制芯片所需的輸入正弦半波線電壓進行采樣。這樣就使其控制方案變的很復雜，而單周期控制技術（One-Cycle Control, OCC）則無需對控制芯片所需的輸入正弦半波線電壓進行采樣，能較好的解決無橋Boost PFC的控制問題。

3 OCC控制無橋Boost PFC電路的原理與實現

其控制方程描述為：Vm

利用下降沿調制方法，構造出OCC控制方程如下：

4 OCC控制DBPFC穩定性分析

單周期控制技術屬于非線性控制，對其穩定性的分析是非常必要的，下面我們對OCC控制的DBPFC的穩定性進行分析。下降沿調制模式下，其控制方程如下：

5 Saber實驗仿真波形分析

按以上的方案設計一臺300W DBPFC變換器，建立仿真電路模型，系統的仿真波形如圖5。圖5（a）為OCC控制DBPFC的驅動和比較器輸入波形，與理論分析一致。圖5（b）為輸入電壓和輸入電流的波形，從波形中可以看出，輸入電流很好的跟蹤輸入電壓，實現了PFC功能。

變換器參數如下：輸入電壓90V~260V，輸出電壓為380V，開關頻率100kHz，輸入分立電感取L1=L2=420μF，輸出濾波電容取

330μF。

6結束語

該文對傳統PFC技術與DBPFC在效率上進行了比較，顯示DBPFC具有高效率；通過理論分析及實驗驗證充分證明了OCC控制DBPFC具有良好的性能。

參考文獻：

[1]丁道宏.電力電子技術[M].北京:航空工業出版社,2002.

篇3

（1.中國船舶重工集團公司第七四研究所，上海200031；2.國電南瑞科技股份有限公司，江蘇南京211106）

摘要：針對光伏發電系統中的兩級式并網逆變器，采用了一種新型的分時復合控制策略。首先詳細分析了分時復合控制策略的基本工作原理，該方法可以使得前后兩級電路交替進行高頻開關工作，從而有利于減小損耗；在此基礎上，對分時復合控制策略下的入網電流控制環路進行小信號建模，并給出了相應的控制環路參數設計，以保證具有良好的穩態和動態性能；最后搭建了一臺1 kW實驗樣機并進行實驗驗證。實驗結果表明所采用分時復合控制策略的可行性和有效性。

關鍵詞 ：兩級式；并網逆變器；分時復合控制；電流控制

中圖分類號：TN710?34 文獻標識碼：A 文章編號：1004?373X（2015）15?0112?05

收稿日期：2015?03?12

0 引言

近年來，環境污染和能源短缺問題日益嚴重，可再生清潔能源的開發與利用得到越來越多的關注，太陽能由于其分布廣泛、方便直接利用等特點得到廣泛應用[1]。根據光伏發電系統與電網的關系，光伏發電系統可分為離網型和并網型兩類[2]。在并網型光伏發電系統中，并網逆變器作為能量變換的核心部分，對于入網電流質量、變換效率、系統成本以及安全性能等方面都具有重要的影響。在中、小功率等級系統中，兩級式并網逆變器以其拓撲簡單、效率高及造價低等優勢而被廣泛應用[3]。

就兩級式并網逆變器的控制而言，目前常見的控制策略主要有傳統型控制[4]和新型PCS（Power Conditioning System）控制[5]等。文獻[4]詳述了傳統型控制策略，其中前級實現最大功率點跟蹤（Maximum Power Point Tracking，MPPT），后級實現并網電流控制。該控制方案通過母線電容實現前后兩級的控制解耦[5]，但較大的母線電容會增加系統的體積和重量。文獻[6]提出了一種新型PCS控制策略，該控制策略通過后級實現MPPT，不需要采樣光伏陣列的輸出電壓和電流，可以簡化采樣電路，但其控制系統較為復雜。文獻[7]針對兩級式并網逆變器提出了一種分時復合的控制策略，即在任意時刻，系統中開關管僅只有一部分進行高頻開關工作，另一部分處于工頻開關或者不工作的狀態。這種控制方法可以在一定程度上減小開關器件的損耗，有利于提高系統的整體效率。

為了實現光伏并網逆變系統高效運行，本文采用新型分時復合控制策略。文中詳細分析了分時復合控制策略的工作原理，并對該控制策略下的入網電流控制環路進行了詳細的建模分析與環路設計，最后通過一臺1 kW 原理樣機進行實驗驗證。實驗結果表明，采用分時復合控制策略可以有效地實現并網電流的控制并提高并網逆變系統的效率。

1 分時復合控制策略原理

1.1 系統結構

圖1所示為分時復合控制并網逆變器拓撲結構圖，其由前級Boost斬波電路和后級全橋逆變電路兩部分構成。其中：Lb，Qc 和Dc 構成Boost電路；Q1~Q4 構成全橋逆變電路；Cdc 為中間母線電容；Lf 為并網濾波電感；Db為旁路二極管。

1.2 分時復合控制工作原理

根據輸入直流電壓Vin與網側電壓絕對值| vAC |之間的關系，系統可以工作在“Boost”和“Buck”兩種模式。當Vin < | vAC |時，系統工作在“Boost”模式，輸入電壓先經前級Boost電路斬波得到母線電壓；當Vin < | vAC |時，系統工作在“Buck”模式，此時前級Boost電路被Db 旁路，光伏陣列功率直接經過Db 向后級傳輸。圖2給出了兩種工作模式下各功率管的門極驅動波形[8?9]及對應網側電壓波形。

（1）“Buck”工作模式

當Vin> | vAC |時，系統工作在“Buck”模式，前級Boost電路被Db 旁路，光伏陣列功率直接經過Db 向后級傳輸。同時，后級全橋逆變電路采用單極性SPWM調制方式，調制出圖2中AB 和CD 兩段并網電流波形，其中功率管Q1（Q3）工作在工頻開關狀態、Q2（Q4）工作在高頻開關狀態，具體而言，即在電網電壓vAC 的正半周，功率管Q1 保持導通、Q2（Q3）保持關斷、Q4 高頻開關；相反地，在電網電壓vAC的負半周，功率管Q3保持導通、Q1（Q4）保持關斷、Q2高頻開關。與傳統控制方法相比，在此階段內前級Boost電路的開關和導通損耗均不復存在，前級電路僅有旁路二極管Db 的導通損耗，從而有利于系統效率的提高。

（2）“Boost”工作模式

當Vin< | vAC |時，系統工作在“Boost”模式，前級Boost電路中功率管Qc工作在高頻開關狀態，并調制產生圖2中BC 段的并網電流波形；同時，后級全橋逆變電路中功率管Q1~Q4均工作在工頻開關狀態。具體而言，即在電網電壓vAC的正半周，功率管Q1（Q4）保持導通、Q2（Q3）保持關斷；相反地，在電網電壓vAC 的負半周，功率管Q2（Q3）保持導通、Q1（Q4）保持關斷。因此，在“Boost”工作模式下，僅有Qc在高頻開關，從而可以極大地降低整個系統的開關損耗、提高系統效率。

由上述分析可知，相較于傳統控制方法而言，本文所采用的分時復合控制方法，可以使得前后兩級電路交替進行高頻工作，從而有利于減小開關損耗；同時，在“Boost”模式下前級電路的輸出電壓為部分正弦波，即不需要很大容量的母線電容來保證母線電壓的恒定，因此可以采用體積較小的薄膜電容代替電解電容。

2 分時復合控制策略下的并網電流控制

2.1 “Buck”工作模式環路分析與設計

在“Buck”工作模式下，不考慮Db 時，圖1所示系統在一個開關周期內的等效電路如圖3所示，其中后級逆變電路采用單極性SPWM調制。

根據圖3所示等效電路，采用狀態空間平面法列寫其狀態方程，同時利用拉普拉斯變換，可以得到d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數：

求解式（1）中分子對應的方程可以得到兩個實部為正數的根，即存在兩個右半平面零點，此時系統為非最小相位系統。

若考慮Db，則系統在一個開關周期內的等效電路如圖4所示，同樣列寫狀態平均方程，可以得到此時d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數為：

由式（2）可知，此時系統為一階系統。因此，在“Buck”工作模式下，跨接的旁路二極管不僅可以減小損耗，還可以顯著簡化系統補償環節的設計。

圖5給出了“Buck”工作模式下的電流環控制框圖。其中：Gbuckc (s) 為電流環補償環節；GPWM = 1 Vm 為PWM環節傳遞函數；Gbuck (s) 為式（2）所示的系統傳遞函數。同時，考慮到信號采樣存在且SPWM 調制存在滯后，故需要增加相應的慣性環節。

按照典型I型系統設計補償環節，取Tli = Lf R2，則可抵消傳遞函數的極點，增大系統相位裕度、提高系統穩定性。由此可得系統的開環傳遞函數：

由式（3）可求得閉環傳遞函數為：

根據二階系統最佳整定法[10]，選取系統阻尼比ζ =0.707，可以得到：

從而得到簡化后的電流環閉環傳遞函數為：

式（6）表明，將“Buck”模式下的電流環按照典型I型系統設計之后，其閉環傳遞函數可以近似為一個慣性環節，即當開關頻率fs 足夠高時，所對應慣性Ts 越小，系統動態響應越快。

2.2 “Boost”工作模式環路分析與設計

“Boost”工作模式下系統在一個開關周期內的等效電路如圖6所示，同理可以得到d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數，見式（7）：

由式（7）可以看出，系統存在一個右半平面零點，且右半平面零點的位置取決于Boost部分功率管Qc 的占空比D、母線電容電壓Vc 及Boost電感電流iLb。由于D，Vc，iLb 均取決于正弦半波的角度θ，并且系統的右半平面零點隨θ增大向低頻方向移動；同時，系統幅頻特性存在諧振現象，并且隨著θ增大，諧振峰向低頻方向移動，故補償環節不易設計。

針對上述直接電流控制方法存在的缺點，本文采用一種間接電流控制方法，即通過控制Boost輸入電流iLb(t) 即可間接控制并網電流iLf(t)，則得到d（s）到iLb(s) 的傳遞函數為：

由式（8）可以看出，在“Boost”工作模式下，采用間接電流控制方法時，系統傳遞函數不存在右半平面零點，從而有利于系統補償環節的設計。

圖7給出了“Boost”工作模式下的電流環控制框圖，其中，Gboostc(s)為電流環補償環節，選用PI 調節器，Gboostc (s) =K2p + K2i s，K2i = K2p T2i；GPWM = 1 Vm 表示PWM 環節傳遞函數，Vm 為三角載波的幅值；Gboost (s) 為“Boost”工作模式系統傳遞函數：

補償前，系統在fp0 = 6.19 Hz 處存在一個極點，在fp1,2 = 1 kHz附近存在一對共軛極點。為了防止由共軛極點引起的諧振峰多次穿越0 dB 線導致系統不穩定，選取截止頻率fc = 2.5 kHz，并且滿足：

同時，將補償環節的零點fzc 放置在原系統的低頻極點處，以保證系統以-20 dB/dec穿越0 dB線：

補償前后的開環傳遞函數如圖8所示，補償后系統的直流增益較高，故系統的穩態誤差較小；開環傳遞函數的截止頻率為2.5 kHz，系統相角裕度為43°；高頻段以-40 dB/dec斜率下降，故系統抗高頻干擾能力強。由上述分析可知，經過補償后，“Boost”模式的電流環具有良好的動態和穩態性能。

3 實驗分析

為驗證以上分析，搭建了1 kW并網逆變器樣機，進行了實驗研究，具體電路參數如表1所示。

圖9~圖11分別給出了分時復合控制下的各功率管驅動波形、Boost 電感電流波形iLb、母線電容電壓波形Vbus 以及逆變橋臂中點電壓波形VAB。由圖中實驗波形可以看出，系統工作于“Boost”模式時，并網電流由Boost部分高頻斬波生成，并且橋臂間電壓和母線電容電壓分別為并網電壓及其絕對值；系統工作于“Buck”模式時，后級全橋電路進行單極性SPWM 調制，輸入側能量由Boost部分的旁路二極管向網側傳輸。因此，對應Boost電感電流值為0，母線電容電壓即為逆變系統輸入電壓150 V，橋臂間電壓為高頻切換的矩形波。

圖12所示為分時復合控制下的逆變器并網電壓和并網電流實驗波形。由圖中波形可以看出，并網電流ig和電網電壓vg 能夠保持相位一致，并網質量良好；同時，“Buck”和“Boost”兩種工作模式平滑切換，在切換點處并網電流振蕩幅度較小。

上述實驗波形與理論分析結果一致，表明了本文分時復合控制策略的可行性和有效性。

在輸入電壓為150 V時，逆變器效率隨并網功率變化的曲線如圖13所示。作為對比，圖13中同時給出了傳統控制方式下效率曲線。由圖中結果可知，在分時復合控制策略下，逆變器在整個負載范圍內達到了較高的效率，最高效率約為96.8%，且整體效率優于傳統控制方式。

4 結論

詳細分析了一種應用于兩級式并網逆變器的新型分時復合控制策略，理論分析和實驗結果表明：分時復合控制下前后兩級電路交替進行高頻工作，從而有利于減小開關損耗；母線電壓不需要穩壓，可以有效減小母線電容；“Boost”和“Buck”兩種工作模式之間可以自由平滑切換，并網電流質量良好；分時復合控制下系統可以獲得較高的效率，且整體效率優于傳統控制方式。

參考文獻

[1] 吳理博.光伏并網逆變系統綜合控制策略研究及實現[D].北京：清華大學，2006．

[2] MOOSAVIAN S M，RAHIM N A，SELVARAJ J. Photovoltaic power generation：A review [C]// 2011 IEEE First Conference on Clean Energy and Technology. Kuala Lumpur： IEEE，2011：359?363.

[3] SCHIMPF F，NORUM L E. Grid connected converters for pho?tovoltaic，state of the art，ideas for improvement of transformer?less inverters [C]// 2008 Nordic Workshop on Power and Indus?trial Electronics. [S.l.]：IEEE，2008：16?22.

[4] 馬琳.無變壓器結構光伏并網逆變器拓撲及控制研究[D].北京：北京交通大學，2011．

[5] CIOBOTARU M，TEODORESCU R，BLAABJERG F. Control of single?stage single?phase PV inverter [C]// 2005 European Conference on Power Electronics and Applications. Dresden：IEEE，2005：1?10.

[6] BAE H S，PARK J H，CHO B H，et al. New control strategy for 2 ? stage utility ? connected photovoltaic power conditioning system with a low cost digital processor [C]// 2005 IEEE Con?ference on Power Electronics Specialists. [S.l.]：IEEE，2005：325?330.

[7] OGURA K，NISHIDA T，HIRAKI E，et al. Time ? sharing boost chopper cascaded dual mode single?phase sinewave in?verter for solar photovoltaic power generation system [C]// 2004IEEE 35th Annual Conference on Power Electronics Specia ?lists. Germany：IEEE，2004：4763?4767.

[8] LEE J Y，AHMED N A，SHU K Y，et al. High efficiency powerconditioner using bypass diode assisted sinewave pulse modula?tion Boost chopper?fed Inverter with electrolytic capacitor?lessDC link [C]// Proceedings of 2005 the 8th International Confe?rence on Electrical Machines and Systems. [S.l.]： IEEE，2005：959?964.

[9] AHMED N A，LEE H W，NAKAOKA M. Dual?mode time?sharing one?stage single?phase power conditioner using sinewave tracked soft switching PWM boost chopper [C]// 2005 IEEE Conference on Industry Applications. [S.l.]：IEEE，2005：1612?1617.

[10] 徐德鴻.電力電子系統建模及控制[M].北京：機械工業出版社，2005．

[11] 吳衛民，耿后來，耿攀.單相分時復合并網逆變器新型間接電流控制方法[J].中國電機工程學報，2010，30（36）：65?70．

篇4

關鍵詞： 功率因數校正； 交錯并聯； NCP1631； BOOST型

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2016）23?0141?03

Development of interleaving power factor corrector based on NCP1631

ZHANG Youjun， XU Wei， JI Chongyang， CHEN Ke

（School of Mechanical and Electric Engineering， Soochow University， Suzhou 215021， China）

Abstract：An interleaving PFC （power factor correction） circuit working at the input voltage range was designed based on PFC control chip NCP1631. The features of NCP1631 chip and design parameters of PFC convertor are analyzed and discussed in detail. A prototype of 500 W interleaving BOOST?type PFC convertor was developed. The experimental results show that the interleaving PFC circuit with NCP1631 has good PFC effect within a wide input voltage range.

Keywords： power factor correction； interleaving； NCP1631； BOOST?type

0 引 言

隨著單相臨界導通模式（CRM）下BOOST型PFC技術的成熟和功率等級的進一步提高，以及在一些對體積有嚴格要求的應用設備中，原有的CRM PFC電路已難以滿足需要。因此PFC變換器常常采用并聯形式來增加功率等級，減小輸入電流的紋波，降低開關損耗，以提高變換器的效率。

對于目前CRM交錯并聯PFC電路多采用兩種方案：

（1） 主從方案，即主從支路自由工作，且從支路以180°相位跟隨主支路工作，其難點在于維持CRM工作（沒有死區時間）；

（2） 交互相位方案，即每個相位工作模式相同且兩個相位交互作用，設定相移180°，難點在于保持恰當的相移，若某個相位的導通時間發生擾動，則可能減弱180°的相移。

本文NCP1631芯片采用交互相位方案，其內置振蕩器充當電路的時鐘產生器，管理相位異相工作，使兩個相位交互作用，且保持180°相移。NCP1631能提供一個“pfcOK”信號，用于啟動/關閉下行轉換器，簡化轉換器設計，它還具有前饋功能，用于改善環路補償。此外，NCP1631芯片有過流保護（OCP）、浪涌電流檢測、過壓保護（OVP）以及欠壓保護（UVP）等保護措施。

1 NCP1631的特點及工作特性

1.1 芯片的特點

基于NCP1631交錯并聯PFC應用電路如圖1所示。其中NCP1631型PFC控制芯片采用16腳SOIC封裝，工作在頻率鉗位臨界導通模式（FCCRM），即可以工作在斷續模式（DCM），也可在臨界導通模式（CRM）下工作，且它兼有兩種工作模式的優點。如在DCM時開關頻率是固定的，能夠限制電路的最大開關頻率，從而簡化EMI濾波器的設計。而在CRM時可以限制電感，升壓二極管以及開關管中的最大電流，從而可以使用較為便宜且電流容量小的一些功率器材，不僅可以降低成本，而且有助于提高電路可靠性。此外，交錯并聯的兩個支路組合起來像是一個連續導通模式（CCM），減小輸入輸出電流的紋波。

電路工作在FCCRM時電感電流[iL]的波形如圖2所示。在[iL]的峰值附近，電路工作在CRM；在[iL]的過零點附近，則電路工作在DCM。

4 結 論

本文通過對NCP1631芯片理論分析給出升壓電感、開關器件的參數設計過程。結合實驗結果表明，基于NCP1631的交錯并聯FCCRM PFC實驗樣機在寬輸入電壓范圍內具有良好的功率因數校正效果，很好地減少了輸入電流紋波，降低了EMI的設計難度，減小了電感磁芯尺寸，降低了成本，效率能夠達到使網側功率因數接近1等優點。

參考文獻

[1] ON Semiconductor. Power factor correction （PFC） handbook [R]. US： ON Semiconductor， 2009.

[2] 鄒濤，周小方.基于FPGA的交錯并聯PFC的研究[J].現代電子技術，2015，38（8）：120?123.

[3] 劉萍，石歡歡，黃圣妍，等.高功率因數開關電源的分析與設計[J].現代電子技術，2014，37（15）：145?147.

[4] 郭超，韋力.交錯并聯Boost PFC電路的研究[J].現代電子技術，2011，34（10）：133?135.

[5] 王山山.交錯并聯Boost PFC變換器的研究[D].杭州：浙江大學，2010.

[6] 楊飛.采用耦合電感的交錯并聯Boost PFC變換器[D].南京：南京航空航天大學，2013.

[7] 陳力.交錯并聯Boost PFC技術的研究[D].成都：西南交通大學，2010.

[8] 張友軍.DCBM模式160瓦功率因數校正器的研制[J].蘇州大學學報（工科版），2005，25（1）：64?67.

篇5

充電器系統介紹

此充電器設計功率為4.32kW，主要與某UPS配合使用。設計最大的串聯電池數為32個，最少為16個。采用DSP進行控制，充電方式采用兩段式。與UPS配合時，UPS通過CAN通訊對控制器會下發充電指令，包括充電電壓，充電電流的設定參數。

1 拓撲結構

充電器拓撲結構由Boost電路與Buck電路級聯而成，如圖1所示。在給電池充電時，Boost電路根據一定的條件啟動，Buck電路則一直處于工作中。

2 控制結構

Boost電路采用雙閉環PI控制。

當恒流充電時，電壓環的輸出達到限幅，Buck電路采用單電流環閉環控制；當轉為恒壓充電后，則采用雙閉環控制，恒壓恒流可自動轉換。

3 軟件實現

以TI公司所產的DSPTMS320LF2802自帶的簡單嵌入式操作系統為軟件平臺，在CCS3.3軟件開發環境下編制充電器控制程序。

充電器控制器設計

1 Boost電路數字控制器設計

①電路分析與建模

實驗驗證

1 電阻負載實驗

在帶電池載之前，先用電阻負載進行實驗，為了實現恒壓和恒流，分別采用了重載和輕載兩種負載，重載時為恒流模式，輕載時為恒壓模式。分別測試了在三相整流橋作為輸入的條件下，電流為5A、7A和10A的恒流控制效果，輸出電壓在216～432V的恒壓控制效果以及BUS電壓為430～650V的電壓基準下的控制效果。

輕載重載均可實現，并可以實現恒流恒壓自動轉換。

2 電池充電實驗

改電池負載做實驗后，跟電阻負載效果基本一致。電壓紋波5V左右，電流紋波2A左右。

篇6

關鍵詞：Saber；電力電子技術；課堂教學

作者簡介：丁新平（1975-），男，甘肅定西人，青島理工大學自動化工程學院，副教授；馬淋淋（1979-），男，黑龍江黑河人，青島理工大學自動化工程學院，講師。（山東 青島 266520）

中圖分類號：G642.0 文獻標識碼：A 文章編號：1007-0079（2014）06-0053-02

隨著半導體器件技術的日益成熟和數字控制技術（Digital Signal Control）的飛速發展。電力電子技術在國民經濟和工業生產中的地位越來越突出：節能減排的很大一部分比重都是通過以電力電子技術為核心的變頻調速、高效節能燈具等電力電子節能產品完成。在國家大力發展的新能源利用以及分布式發電等領域，電力電子技術也是大有用武之地，作用越來越明顯。同時，電力電子技術人才供不應求，國家需要大量電力電子技術的應用型人才。

本科教學中，對電力電子技術的要求越來越高。而電力電子技術教學中存在的主要問題是該門功課屬于理論和實踐結合性非常強的課程，任何一個環節出現問題都會影響到學習效果。高校中電力電子技術課堂教學主要以理論講解為主，在教學過程中配以部分典型電路的實驗驗證等實踐教學。而實驗項目的完全封閉性（考慮到學生安全性等原因）造成了學生在學習過程中的盲目性和迷茫感。學生很難把課堂所學理論知識和實際應用項目聯系起來。筆者調研后發現，學生由于缺乏對理論知識相對應實踐環節的感性認識，學習的主動性和積極性不高。學生最主要的迷茫感是——學習的電力電子電路能用到什么地方？怎么去用？成天講的電力電子器件在實際中到底如何控制？這些問題在傳統課堂教學中得不到有效解決，久而久之，學生就喪失了學習的積極性。單純為了分數的學習使得教師教得費勁，學生學得沒勁。

Saber仿真軟件是一款專門針對電力電子學而開發的仿真軟件，其主要應用于科研人員對新型拓撲電路的驗證上，為實驗驗證提供相關參數和對新電路的有效性進行驗證。[1，2]先有很多仿真軟件都是把物理特性用數學模型表示出來，然后在數學模型的基礎上進行仿真。這些仿真電路和實際硬件電路相差較多，更不能給人帶來更直觀的硬件電路設計指導作用。Saber仿真軟件最大的優點是“硬件化”仿真思想的植入，其在仿真時能夠完整還原真實系統，而不是用數學模型來代替系統特性進行設計研究。Saber仿真軟件應用在電力電子技術課堂教學中將解決目前在學習過程中困擾學生的主要難題。

第一，增加學生的成就感，進而培養學生的學習興趣。很多時候，學生在接觸到一門新課的時候，都會有一個過程：滿懷信心和好奇地去了解和學習感性認識和理論入門主動（或被動）學習考試。在一門課程學習過程中，起關鍵作用的是感性認識和理論入門階段，如果此時能有真實的應用電路來入門，其必然的結果將是學生主動和有興趣去學習，效果將不言而喻。Saber軟件的“硬件化設計”給人以電力電子電路的真實感，解決了學生學習過程中由于理論公式推導而造成的“實際電路和理論分析對不上號”的困境，能夠起到“感性認識電路仿真出結果學習成就感學習興趣”的良性循環。

第二，培養學生的主動思考能力。一改傳統教學中課堂上教師枯燥地講和學生被動聽的教學模式，變被動聽課為主動參與設計電路，通過在仿真軟件上自己搭建電路及設計閉環控制器，培養了學生主動思考問題的能力。

第三，在課堂教學中，引入硬件仿真電路的現場演示，增加電路的直觀和感性認識。通過仿真電路對電力電子電路工作原理和工作模式的驗證和演示，現場用“硬件電路”驗證了理論分析的結果，加深了學生對所學電力電子電路知識的認識和掌握。

第四，實驗前認識電路工作原理，驗證各部分實驗波形，為知識點的更好掌握和實驗的順利進行做前期準備工作。有些論文介紹計算機仿真軟件能夠部分或者全部代替實驗教學，[3]筆者持否定觀點。仿真軟件無外乎是理論知識的驗證，其根本代替不了實驗對學生實踐動手能力的鍛煉。筆者認為要學好學通“電力電子技術”這門課程，不但要保留電力電子實驗，還應該增加相關課程創新項目等實踐活動來增加學生在實際設計中對理論知識的加強和融會貫通。

一、典型電力電子電路工作原理介紹

幾乎所有的電力電子電路都可以用Saber軟件實現仿真，其中包括各種電能轉換電路：AC-DC，DC-DC，DC-AC，以及AC-AC電路。在現代電力電子技術里面頗具代表性的幾種典型電路有：應用于開關電源中的DC-DC斬波電路之Boost /Buck/Buck-boost電路；廣泛應用于節能減排中，作為變頻調速系統主要能量轉換環節的電壓源全橋逆變電路（VSI）；大功率場合應用較廣的可控整流電路。限于篇幅限制，本文主要以Boost電路和電壓源逆變器為例進行闡述。

作為應用較廣的電路之一，Boost電路能夠實現對輸入電壓的任意升壓功能，通過控制開關管的占空比能夠控制輸出電壓的大小。在閉環控制器的作用下，該電路能夠抑制輸入電壓擾動和負載擾動對系統的影響，保持恒定的輸出電壓。Boost電路除了應用于開關電源DC-DC中外，主要應用在PFC電路實現功率因數的校正。同時，在新能源能量轉換電路中，其可以作為前級電路以實現MPPT（Maximum Power Point Tracking）調整功能，在實現光伏模塊和燃料電池等新型能源的最大功率輸出的基礎上，實現對輸入電壓的升壓功能。圖1所示為Boost電路在光伏電池發電中實現MPPT和升壓功能的原理圖。圖2為實現PFC功能的Boost電路，能夠實現較高的功率因數，減少了開關電源對電網的影響，并得到相對穩定的直流電壓。

圖3為應用廣泛的變頻器主電路圖，電網輸入，經過二極管不控整流得到6脈波波動的直流電，再通過電壓源逆變器實現DC-AC轉換，得到所需的可控交流電（CVCF或者VVVF），實現電機的變頻調速功能。全橋電壓源逆變器控制可以采用比較簡單的SPWM控制或者SVPWM方法實現。

二、Saber軟件在電力電子典型電路中的應用

1.課堂授課中的應用

Saber軟件應用到課堂教學中，可以增加上課時學生的參與性和理論知識驗證的直觀性。為枯燥的課堂教學帶來生機，具體例子為：在講授DC-DC斬波電路時，必須要講明白兩個前提（概念）：一是穩態的概念，二是電感的伏秒平衡（電容的安秒平衡）法則。在此基礎上，所有的變換電路都可以解釋并推導出來。在講到這兩個概念的時候，學生很難理解透徹，大多數情況下學生都是一知半解的狀態，這時能夠利用Saber軟件進行說明則會起到事半功倍的效果。在電路啟動階段，此時電感電流從零開始上升，然后振蕩幾個周期，最后進入穩態階段，具體如圖4所示。穩態狀態最關鍵的現象是：每個開關周期，電感電流的上升變化量和下降變化量保持相等，通過電感公式VL=Ldi/dt可以推導出電感的伏秒平衡法則。用該法則可以推導出幾乎所有DC-DC斬波電路輸出-輸入電壓關系。用該仿真軟件直觀驗證和理論推導相結合教學效果非常好。

在講不同DC-DC電路輸出-輸入電壓關系時，推導的公式可以直接用Saber仿真軟件驗證，具體如圖5所示，Vout=（1/（1-D）Vg=12/0.6=20V。圖5直觀顯示出兩個關鍵現象：一是讓學生知道了開關管是如何驅動的；二是輸出-輸入電壓增益的驗證。DC-DC斬波電路另一個比較關鍵的概念是電路的連續工作模式（CCM）和斷續工作模式（DCM）。通過仿真軟件能夠非常直觀地呈現給學生，當電感電流較大的時候，電路工作在連續工作模式（CCM）下；當電感電流變小到在一個開關周期里面有部分時段電感電流等于零，此即進入了斷續工作模式（DCM）。具體仿真演示結果如圖6所示。

在講到其他電力電子電路時，Saber仿真軟件在講課中的直觀性優勢也非常明顯，譬如以電壓源逆變器為例，其交流輸出電壓頻率和幅值受調制波的控制而變化。最直觀的講解如圖7仿真所示，圖7上半部分為調制因子M的波形，可以控制交流輸出電壓的大小，也就是說輸出交流電的頻率和調制信號頻率相同，而幅值和調制信號幅值成正比。通過上下兩部分仿真圖的比較，非常直觀地看出逆變器輸出電壓和調制信號之間的關系。

2.課后設計電路時的應用

Saber仿真軟件還可以作為課后設計電路參數和閉環控制器的主要依據。工業應用中，絕大部分產品都是工作在閉環控制方式下，以達到抑制輸入擾動和負載擾動、最后輸出穩定的直流電壓。在主電路參數（L，C）選型和閉環控制器設計上，Sabrer軟件起到指導和驗證的作用。在控制器參數設計完畢后，可以通過Saber仿真軟件進行初期驗證，對參數進行優化和微調以得到最優的控制參數。圖8所示是Boost變換器在閉環控制器的作用下進行的負載擾動和輸入擾動仿真驗證，由圖可以看到在PI閉環控制器的作用下，系統具有抑制負載擾動和輸入電壓擾動的能力，輸出電壓Vout很少受兩種擾動的影響。

三、結論

本文研究了Saber仿真軟件在“電力電子技術”教學中的應用。在教學中通過引入Saber軟件使得課堂教學生動直觀，一改傳統教學中的死板和枯燥。以“電力電子技術”課程里的幾種典型電路為例，詳細地說明了如何有效地應用Saber軟件輔助傳統課堂教學以收到直觀生動和事半功倍的效果。

參考文獻：

[1]李艷林，宋海良，陳凱，等.基于saber的電壓源仿真設計[J].科技信息，2012，（33）：30-31.

篇7

關鍵詞：UPS；Z源逆變器；變壓器；電壓應力；APFC

中圖分類號： TM46 文獻標識碼：AA New Topology of Online UPS

不間斷供電電源（UPS）具有穩壓、穩頻、抗干擾、防止浪涌等功能，更為重要的是當電網停止供電時，UPS還可以對負載進行短時供電，以保證用電設備正常工作.因此，UPS日益成為重要負載設備必不可少的配套設施[1].

傳統在線式UPS具有輸入電壓范圍大、輸出電壓可精確控制等優點，也存在輸入功率因數低、電流總諧波畸變率高、蓄電池體積大等缺點，而且工頻變壓器的存在使得電源的體積大、成本高，且變壓器和電感容易產生可聞噪聲；另外，在傳統的橋式逆變器中，控制失誤或電磁干擾等會導致逆變器上下橋臂直通而損壞開關管，通常為了避免開關管直通而另外加入的死區時間又會影響輸出電能質量[2].

國內外很多學者開展了對在線式UPS拓撲的研究工作，致力于優化在線式UPS的性能[3-9].文獻[3]提出基于BIFRED變換器的在線式UPS拓撲，可實現功率因數校正和電氣隔離的功能，但當負載非線性變化時，輸出電流存在嚴重的畸變現象；文獻[4]提出高性能無變壓器的在線式UPS拓撲，減小了電源體積，降低了成本；文獻[5]在減少開關數量的前提下實現了理想市電的輸出；文獻[6-9]對UPS的控制策略和用途進行了大量實驗研究.

湖南大學學報（自然科學版）2012年第11期侯世英等：新型在線式UPS拓撲本文提出了一種新型在線式UPS拓撲，采用Z源逆變器[10-12]代替傳統橋式逆變器，利用Z源逆變器特有的直通特性和前級Boost電路提高系統的升壓能力，這樣既可以省去傳統在線式UPS拓撲中的工頻變壓器，又能擴大UPS負載的適用范圍；增加了一個Buck/Boost充放電電路，采用額定電壓較低的蓄電池，從而進一步減小了電源體積，同時降低了充放電電路中開關管的電壓應力；在整流側和Z源逆變器之間增加一個電感和開關管，與Z源逆變器中的二極管一起，構成Boost型有源功率因數校正（APFC）電路[13-15]，采用電壓外環、電流內環的單相APFC雙閉環控制策略，減小了輸入端電流總諧波畸變率，提高了功率因數.文中詳細分析了該拓撲的工作原理，并進行了仿真實驗，結果驗證了該拓撲的可行性和優越性.

篇8

關鍵詞： 功率因數校正； 單ADC； 預計算； 數字信號處理器

中圖分類號： TN873+.5?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）14?0158?04

Abstract： Traditional digital power factor correction uses three analog?to?digital converters. Each converter， especially for the inductive current one， increases the cost and the complexity of the system. A digital power factor corrector based on Boost is presented in this paper， in which only one ADC is used for control loop to sample the average output voltage and the ripple of the output voltage. The duty cycles that the switching tube needs are precalculated. The sampled average output voltage forms the output average and the sampled output voltage ripple forms output voltage ripple loop. These two loops control the corresponding part of the duty cycle respectively， which makes the power factor correction effect of the whole system higher. TMS320F28335 DSP is used as a control chip. The experiment results verified the correctness of the method.

Keywords： power factor correction； single ADC； pre?calculation； DSP

0 引 言

傳統的功率因數校正通常需要三路ADC（Analog?to?Digital Converter），分別為采樣輸入電壓、輸出電壓和電感電流，使得電路復雜程度相對較高。其中，電感電流的采樣通常使用采樣電阻來實現[1]。但是，采樣電阻上能量的損耗較大，會對電路整體的效率產生影響。采用數字控制時，電感電流的采樣頻率和開關頻率相同，在保證較高開關頻率的同時，電感電流的采樣頻率也相對較高，這樣會導致控制周期縮短，對運算量也提出了很高的要求。

文獻[2]把傳統的PI雙環控制用可編程邏輯門陣列（FPGA）來實現。文獻[3]推導出基于電感波谷電流的占空比計算公式，減少了計算量。文獻[4?7]中采用單周期控制以及新型控制策略，省去了對輸入電壓的采樣。文獻[8]采用了預測電流控制，把輸入電壓采樣改為過零檢測，從內部產生正弦參考信號，減小了計算量。文獻[9]通過采樣負載電流和輸入電壓來計算占空比，省去了對電感電流的采樣。文獻[10]把電感電流的采樣轉化為對電容電壓的采樣，減小了電路的損耗。

本文采用占空比預先計算的方法，將傳統PFC控制的三路ADC減少為一路ADC，只對輸出電壓和輸出電壓紋波進行采樣，從而簡化了采樣電路的設計，也降低了控制回路的計算量。

1 占空比值的預計算

在數字功率因數校正器中，控制器的開關管可以由數字控制器輸出不同占空比的PWM波進行控制。本文所采用的方法是將要用的占空比值提前計算好，并存儲在DSP內部，所以數字控制器不再需要對占空比進行實時的計算。對于不同的拓撲結構來說，占空比的計算方法也是不一樣的。如圖1所示，本文采用的是Boost電路拓撲，電路工作在CCM模式下，占空比的計算方法也是在Boost電路基礎上進行分析的。

2 控制算法

通過上面的分析，可以在特定的情況下計算出所需的占空比，但是在參數有變化時，預先計算的占空比可能就會不適合變化后的情況。所以，需要系統對參數的變化能自動響應，這就要加入閉環控制。除此之外，系統需要將計算好的占空比與輸入交流電壓信號進行同步，所以說需要對輸入電壓加入過零檢測環節。本文采用了模擬比較器，當輸入電壓過零時，比較器的輸出產生一個突變沿，DSP通過捕獲模塊捕獲這個突變沿，從而使得占空比的輸出能和輸入電壓同步，也保證了電流和電壓的同相位。下面，分析兩種不同的算法，分別對預先計算好的占空比進行修改。

2.1 用惟一參數調節占空比

最方便的方法是利用Boost變換器工作在CCM模式下時的占空比計算式來調節，如下：

如果在一個周期內，輸出電壓不為期望值，那么相應的占空比值也要做調整。采用這種方法時，占空比的值通過式（3）預先計算好，系統中加入了一個簡單的PID調節器。這個調節器與傳統PFC中的電壓環類似，通過采樣輸出電壓平均值來改變占空比。

改變計算好的占空比時，不僅僅是要改變一個開關周期的值，而是要改變所有存儲器內部的值。一種方法是將存儲器中的每一個值乘以電壓環的輸出，但這種方法會導致占空比波形歪曲，見圖2。從圖中可以看出，當按d（t）調節時，占空比的值不是從1開始到1結束，這樣會導致占空比值與理想值有偏差，會影響實際的PF值。而按1-d（t）調節時，調節后的值與理想值偏差較小，對PF值影響也較小。

具體的控制框圖見圖3，經過采樣后的輸出電壓與參考電壓相減，得到的偏差經過調節器輸出為k，k與1-d相乘后可以得到調節后的占空比。調節器的原理見圖4。PID調節器的輸出為δ，當系統在穩態時，δ值為0，所以k為1，d的值沒有變化。當輸出電壓有偏差時，相應的δ也會有值，從而可以調節占空比d的大小。

這種方法根據式（3）預先計算好占空比值再進行調節，但是當負載發生變化時，由于輸出電壓變化不明顯，系統不能很好地感知負載變化，相應的占空比d的調節也不會改變，從而會對功率因數校正的效果產生一定影響，這方面的不足可以通過下面一種方法補。

2.2 用兩個不同參數調節占空比

為了彌補第一種方法的不足，將式（3）中的占空比d分為d1和d2兩個部分，如下：

兩個參數的變化曲線分別見圖5和圖6。從圖5可以看出，d1是控制占空比的主要部分，而d2主要的作用是消除由負載變化產生的電流畸變。圖5的結果顯示了輸入電壓變化對d1的影響很大，而輸出功率的變換則對其產生的影響很小，所以，d1可以由輸出電壓平均值來控制。因而輸出電壓的紋波被忽略了，不會對d1產生影響。所以，d1的控制方法與第2.1節第一種方法相同，通過存儲1-d1的值來修改預先計算的占空比值。

d2部分的值取決于輸入電流的大小。從式（6）中可以看出，輸入電流與電路的功率成正比。所以，當負載發生變化時，會對輸入電流產生影響，進而會改變d2的大小。系統雖然不能測量輸出功率，但是可以通過輸出電壓的采樣來得出輸出電壓的紋波，由式（4）可知，輸出電壓紋波與輸出功率成正比。所以，通過對輸出電壓紋波的采樣，可以相應地調整d2的大小。

從圖6還可以看出，d2也取決于輸入電壓，所以輸出電壓調節器也用來控制d2。這種方法的控制框圖見圖7。從圖7可以看出，與第一種方法相同的平均輸出電壓環用來對d1進行控制。同時，d2的控制不僅僅用到了平均輸出電壓環，還采用了輸出電壓紋波環路。輸出電壓紋波環路的作用與傳統功率因數校正的電流換相類似。

與第一種方法類似，1-d1是由k進行調節的。但是，由于d2是直接存儲的而不是1-d2，并且1-d1和d2的符號相反，所以調節器的輸出應該為。由于PID調節器的輸出δ在0左右，所以可以得出式（9）。圖8為用于控制d1和d2的輸出平均電壓環，其中，1-d1由k進行調節，d2由進行調節。

3 實驗部分

3.1 方法實現

本文所用的控制器是TI公司的TMS320F28335數字信號處理器。外部晶振頻率是30 MHz，系統時鐘頻率為150 MHz。開關頻率和采樣頻率都是100 kHz，所以每半個輸出交流電壓周期內有1 000個采樣點，這1 000個采樣點所對應的占空比值會預先計算好，并存放在數組中，不斷刷新數組就能達到改變占空比的目的。

輸入電壓過零檢測部分先將輸入電壓降至15 V左右，再經過比較器和反相器整形，輸出一個頻率為50 Hz的方波。DSP的A/D采樣以及捕獲引腳都加入箝位電路，保證了DSP的安全性。具體電路參數見表1。

3.2 實驗結果

第2節分析的兩種方法都通過實驗驗證了其合理性，具體實驗結果見圖9～圖11。

圖9為在不同的輸出功率情況下，兩種方法的實驗結果。占空比是按照輸入電壓220 V、輸出電壓400 V、負載功率300 W的情況進行計算的。從圖9可以看出，兩種方法功率因數校正的效果都是隨著負載功率的上升而上升，并且負載功率越接近計算值，功率因數就越接近1。圖10和圖11分別表示的是在輸入電壓為110 V和220 V時電路滿載測試的結果。可以看出，當電路滿載時，所采用的方法能很好地達到功率因數校正的效果，輸入電流接近正弦波并且能很好地跟蹤輸入電壓波形。實測PF值分別為0.985和0.992。

4 結 論

本文通過分析兩種基于Boost電路的單個ADC功率因數校正的方法，簡化了傳統功率因數校正電路結構。為了能夠很好地達到功率因素校正的效果，占空比的值預先計算好，并且通過平均輸出電壓環以及輸出電壓紋波環兩個閉環控制來改變相應的占空比值。實驗結果表明，兩種方法都能達到功率因數校正的效果，并且PF值最高可以達到0.992。

參考文獻

[1] 王武，葉開明，陳浩龍，等.混合導通模式Boost PFC的控制策略研究[J].電工電能新技術，2015（7）：16?21.

[2] 鄒濤，周小方.基于FPGA的交錯并聯PFC的研究[J].現代電子技術，2015，38（8）：120?123.

[3] 梅寒潔，何樂年.一種新穎高功率因數PFC的數字控方法[J].電源技術，2015（2）：360?362.

[4] 陶海燕，錢承山，毛鵬，等.Boost PFC變換器數字控制研究[J].電子器件，2013（6）：889?893.

[5] 王智，方煒，劉曉東.數字控制的單周期PFC整流器的設計與分析[J].中國電機工程學報，2014（21）：3423?3431.

[6] 田書欣，鐘莉娟，楊喜軍，等.新型控制策略的數字有源功率因數校正的實現[J].電力電子技術，2010（2）：56?57.

[7] 喬琳君.單周期控制的無橋APFC電路仿真研究[J].現代電子技術，2013，36（19）：131?134.

[8] 李宋，葉滿園.預測平均電流控制PFC Boost變換電路的研究[J].電力電子技術，2011（12）：120?122.

[9] 趙慧，沈錦飛.基于DSP的Boost PFC軟開關變換器研究[J].電力電子技術，2012（2）：99?101.

[10] QIU Y， CHEN X， LIU H. Digital average current?mode control using current estimation and capacitor charge balance principle for dc?dc converters operating in DCM [J]. IEEE transactions on power electron， 2010， 25（6）： 1537?1545.

篇9

【關鍵詞】太陽能 光伏并網逆變器 雙向直流變化器

太陽能取之不盡，用之不絕，是重要的可再生能源，在民用住宅光伏系統、交通工具以及部分軍工產品中得到了廣泛的應用。近年來，太陽能也被越來越多的被用在船舶上，許多船舶上面搭載太陽能電池，利用太陽能轉化的電能為船舶提供能源。搭載太陽能電池的船舶具有經濟性好，噪音低、振動小，可提高船舶的機動性和操縱性，有利于船舶控制環境污染等優點，從而得到廣泛應用。

本文主要研究搭載太陽能電池的船舶電源系統的整體設計，重點針對太陽能電池并網逆變器和雙向直流變換器環節進行設計與分析。

1 系統設計

船舶行業有嚴格的建造及入級規范，將光伏系統應用于大型船舶上也有相應的規范要求。在《鋼制海船入級規范》中規定： 對于船長超過20 m的船舶，主電源應至少由2臺發電機組組成。而在2012修改通報中更是直接明確提出太陽能電池只應作為船舶的輔助電源。

基于以上，本文設了一種帶有直流母線的并網供電方式的船舶電源系統。系統結構包括：直流匯流母線；主供電系統：發電機、AC/DC變換器、電動機；太陽能供電系統：光伏陣列、DC/DC變換器、DC/AC逆變器、電動機；蓄電池供電系統：蓄電池組、雙向DC/DC變換器；弱電系統：控制器和檢測系統等，如圖1。

整個船舶電源系統的主要工作原理：

1.1 主供電系統

發電機經過AC/DC整流單元整流后向直流母線饋電，通過DC/AC逆變器將直流電能轉化為與電網同頻同相的交流電，為推進系統提供電源。兩個發電機可獨立或并聯運行，其中一個發電機出現故障時，另一個承擔主要的動力源；

1.2 太陽能供電系統

太陽能電池通過光伏陣列轉化為直流電，然后通過DC/DC變換器匯集至直流母線，通過DC/AC逆變器將直流電能轉化為與電網同頻同相的正弦交流電，為推進系統提供動力；

1.3 蓄電池輔助供電系統

直流母線通過雙向直流變換器為蓄電池充電，作為備用電源；當能源匱乏時蓄電池又會通過雙DC/DC變換器為直流母線反饋能量，為負載供電。

船舶主要的航行模式：純電動機模式，指完全由推進發電機提供能量源的模式，該模式為主營運工況；純太陽電池模式，指完全由太陽電池組供電的推進模式；混合模式指由推進發電機和電池組混合用于實現節能效果的模式。三種模式由控制系統實現不停電切換。

2 太陽能電池并網逆變器的設計

本文利用兩級式光伏發電原理，設計光伏并網逆變器。主回路采用兩級式拓撲結構，以擴大電池板輸入電壓的范圍。

前級升壓電路采用傳統的Boost型的DC/DC變換電路，將太陽電池板輸入電壓升高至滿足逆變器要求的高母線直流電壓，同時完成對電池板最大功率點的跟蹤。逆變環節采用經典的Boost基本電路，主要功能是將太陽電池板輸入電壓升高到滿足逆變器要求的高電壓，此輸出電壓作為下一級逆變器的輸入電壓。理想條件下Boost電路的穩態電壓傳遞方程為v0=，占空比D

下一級的并網逆變器采用全橋逆變電路，如圖2所示。四個開關管組成兩個半橋，橋臂的中點分別經過濾波電感L與電網L、N線連接，CDC為直流母線支撐電容，也是前級Boost電路的輸出濾波電容，控制回路發出PWM波驅動四個開關管，控制橋臂中點電壓，使并網電流iN與電網同相位，實現單位功率因數并網。電路要正常工作應保證直流側電壓高于電網電壓的峰值。

通過兩級式光逆變器，將太陽能電池發出的低壓的直流電經Boost電路，將太陽裝置輸出的電壓升高至滿足逆變器要求的高母線直流電壓，然后經過后級的全橋逆變電路將母線直流電壓為與電網同頻同相的交流電，為推進系統的電動機提供動力。

3 雙向直流變換器的設計

太陽能光伏系統在天氣不好的情況下，會存在太陽能發電補充不及時的情況，需要以蓄電池作為輔助供電。

本文中雙向直流變化器采用的是移相控制全橋電路拓撲，其主電路圖如圖3所示。直流母線通過雙向DC/DC變換器為蓄電池充電，作為備用；當能源匱乏時蓄電池又會通過雙DC/DC變換器為直流母線反饋能量，為負載供電。

工作原理：移相控制ZVS軟開關全橋變換器是利用變壓器的漏感或原邊串聯電感與功率開關管的寄生電容或外接電容來實現開關管的零電壓開關，大大提高了變換器的工作效率。

這種移相控制原副邊相同位置的開關管之間的驅動信號是相互移相的，移相角為ф，該角度不僅決定了功率流向，同時決定了所傳輸的功率大小。當ф>0時，功率由原邊向副邊傳遞，母線直流電壓向蓄電池充電；當ф

為了提高系統性能，許多學者提出了很多不同的控制方法。這些研究中，每個開關管的驅動信號的占空比都是變化的。另外的幾種移相控制方式通過另外增加了橋臂之間的移相，系統理論分析表明這種控制方式比普通控制方式提高了系統的動態和穩態性能。

通過雙向移相控制全橋變換器，可以實現能量的雙向流動。當太陽光照好的時候，太陽能供電系統發電效率高，可以通過直流母線電壓對蓄電池進行充電。當陰天或黑天的時候，太陽能供電系統發電效率低，蓄電池中儲存的能量可以向直流母線反饋。

4 結語

本文設計了一種搭載太陽能電池的船舶電源系統。對太陽能電池并網逆變器和雙向直流變換器環節進行設計與分析，給出了詳細的設計電路拓撲。系統采用Boost升壓電路和全橋電路的兩級逆變器以及雙向直流變換器電路拓撲，完成了對船舶電源系統的整體設計。

參考文獻

[1]黃允千.太陽能電力推進船的系統分析[A].第二屆全國海事技術研討會文集[C]. 1996.

[2]黃允千，劉靜.搭載太陽電池的船舶電源系統[J].上海海事大學學報，2005，26（01）.

[3]陳立劍，徐建勇.太陽能光伏電力推進在船舶上的應用研究[J].船海工程，2013，42（02）.

[4]李進.太陽能在船舶動力裝置中的應用前景[J].船海工程，2010，39（04）：70-72.

[5]錢金娣，林德輝.燃料電池用于電力推進的方案探討[J].艦船科學技術，1979（05）：1-8.

作者簡介

曹瑋，畢業于北京交通大學電氣工程學院，現供職于國家知識產權局專利局專利審查協作江蘇中心。

篇10

關鍵詞：Boost PFC；平均電流模式；傳遞函數

中圖分類號：TP17 文獻標識碼：A

1 引言

PFC（Power Factor Correction）即功率因數校正，在大多數AC-DC變換電路中，整流輸出環節通常需要采用容性濾波環節，但由于非線性元件和儲能元件的組合使用，雖然輸入的電壓為正弦波形，但輸入電流變為斷續、短暫的高峰值電流脈沖，當主電源輸出這種類型的電流時，由此產生的電路損耗、總諧波含量和輻射干擾都將顯著增加，PF較低。PFC的目標是使電源的電流負載相當于一個簡單的電阻負載，盡可能減小因電流與電壓的相位差及電流中存在的諧波分量造成的無功功率，提高PF。只要能實現輸入電流波形對輸入電壓波形的跟蹤，即可達到單位PF的目的。

2 電路拓撲結構和控制方案選擇

本文采用Boost變換器拓撲結構實現有源PFC，該方式有如下優點：輸入電流連續，EMI小；有輸入電感，可減少對輸入濾波器的要求，并可防止電網對主電路的高頻瞬態沖擊；輸出電壓大于輸入電壓峰值；開關器件的電壓不超過輸出電壓值且容易驅動功率開關器件，其參考點（源極）電位為0V。為實現數字式控制，采用了dsPIC30F3010主控芯片，它輸出用于控制升壓型轉換器功率開關的驅動脈沖，并由此對直流母線標稱電壓進行控制以使交流線呈現為阻性負載。本文使用的PFC技術為平均電流模式控制，在該模式中，輸出電壓的控制是通過改變電流幅值信號的平均值來實現的。電流信號是通過數字計算整流輸入電壓、電壓誤差補償器輸出和電壓前饋補償器輸出的乘積來獲得的。乘以整流輸入電壓是為了使得電流信號具有與整流輸入電壓相同的波形。電流信號應盡可能地與整流輸入電壓匹配以獲得較高的功率因數。電壓前饋補償器對于保持恒定的輸出功率至關重要，因為它負責對輸入電壓與其標稱值的偏離進行補償。本文設計的硬件電路結構框圖如圖1所示，傳遞函數框圖如圖2所示。虛線框內為dsPIC30F3010控制器部分，系統采用雙閉環結構，內環為電流隨動系統，外環為電壓恒值系統，為了實現控制策略，系統需要檢測最關鍵的三個量值：①輸入整流電壓VAC②輸入電感電流IAC③輸出電容電壓VDC。以上三個瞬時信號在主電路上檢測后經信號調理電路送至控制器的A/D轉換口，為控制器提供實時數據。雙閉環系統主要工作過程如下：由輸出電壓參考信號VDCREF為電壓環提供給定值，該值與直流輸出電壓的采樣值VDC作比較并產生誤差信號VERR，VERR再作為PI調節器的輸入，至此構成了電壓誤差補償器，該補償器輸出電壓VPI，但VPI并不直接作為電流環的給定值，為了使電感電流能夠跟蹤輸入整流電壓以及恒定功率控制，電流環的給定值IACREF應為電壓前饋補償器的輸出值、VPI和VAC三者的乘積。IACREF與電感電流的實時采樣值進行比較后得到電流誤差信號IERR，再經PI調節器輸出開關占空比信號，從而控制PFC電路的開關進行動作。輸入電壓前饋控制的目的是保持由負載確定的輸出功率恒定，而不論輸入電壓如何變化。這一補償器采用全數字實現，其實現過程為：計算輸入電壓的平均值，對該平均值進行平方，并將該結果作為分母得到輸入參考電流送入電流誤差補償器。

結語

本文設計的基于dsPIC30F3010數字信號控制器的Boost型有源PFC實現方法具有一定的優越性，工作在CCM模式能較好實現AC-DC變換，可以獲得較高的功率因數，輸入電流諧波含量較低，輸出電壓可以具有較好的穩定度和平滑度，可以有較好的動態和穩態響應特性。尤其采用數字式控制方式，容易實現系統升級，不易受元件老化和溫漂影響，器件數量少，增加了抗干擾能力。本文旨在闡述原理，并未給出定量計算。

參考文獻

[1]林渭勛.現代電力電子電路[M].杭州：浙江大學出版社，2002.

[2]李榮正.PIC單片機原理及應用（第2版）[M].北京：北京航空航天大學出版社，2005（01）.