放大器電路范文

導語：如何才能寫好一篇放大器電路，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

關鍵詞：儀表；放大器；原理；設計

1.引言

一般智能儀表所采集到的信號都是非常微弱的信號,這些信號都具有小信號的基本的特征:信號的幅值很小通過在毫伏級別,并且所采集到的數據當中存在著較多的噪聲。針對這種微弱的帶有噪聲的信號,一般首先利用智能儀表所自帶的放大電路將信號進行放大處理。但是放大的目的不僅僅局限于提高信號的幅值大小,在很大程度上是為了提高信號的信噪比;儀表的等級是根據儀表所能夠分辨的小信號的級別來進行劃分的,其中動態范圍也是衡量其很重要的一個指標。智能儀表的輸入信號的范圍在很大程度上取決于儀表自身所帶的放大電路。本文在智能儀表自身所帶的放大電路的結構和原理的基礎上對儀表放大器的電路進行設計,并且設計出了常見的幾種儀表的放大器的電路,并且給出了電路放大器的特點,為智能電子儀表的改進和改良提供了切實的理論依據和實踐基礎。

2.儀表放大電路的組成和原理

智能儀表的放大電路的結果如下圖所示，其一般由兩級的差分放大電路組成。其中前兩個放大器A1和A2是通過同相輸入的方式，這種輸入的方式能夠在一定程度上提高電路的輸入的阻抗，能夠減小電路結構對于輸入信號的衰減的作用。利用差分的信號輸入可以使得放大電路對于信號的方法僅僅局限在對差模信號的放大上，并且能夠在一定程度上提高后級別的差模信號和共模信號的幅值之比，也就是共模抑制比，在本實例中A3是放大電路的核心，在控制共模抑制比不便的情況下最大程度的降低對于電路中各級電阻的精度的要求，最終使得儀表放大電路具有較好的抑制工模信號的能力，此外電路的增益和電路中的電阻有直接的關系通過調節電路中電阻值可以對放大電路的增益進行有效的調節。

3.儀表放大電路的設計

3.1放大電路的方案設計

從現在的技術角度來看實現智能儀表的放大電路的方式主要具有兩種形式，一種是通過分立的元器件組合而成，另外一種是由單片機來進行實現。本文利用元器件LM741以及OP07以及集成運算放大器LM324和單片機AD620來對智能儀表的放大器電路進行了方案設計。首先第一種方案是由單個通用性的運放LM741來進行實現，利用3個LM741來組成儀表的運算放大器，另外還包括A1和A2兩個集成運放，最后組成的集成運算放大器智能儀表放大電路的方案結構如下所示：另外智能儀表的放大電路亦可以由三個OP07組成，其電路結構和方案1類似，但是其可以用3個OP07來代表原來方案中的A1、A2、A3三個集成運算放大器。此外通過利用集成有四個集成運算放大器的LM324也可以實現智能儀表的放大電路的設計就是方案3，該方案將四個具有獨立功能的集成運算放大器放置在一個芯片當中，因而就可以大大減少由于智能儀表在放大電路設計的過程中由于制造的工藝的不同而造成智能儀表的放大電路在性能上的不同，并且該方案在電源的供電方式上選擇了單電源供電的方式，因而其能夠大大減少電路在設計的過程中所出現的干擾和造成，能夠在一定程度上降低干擾因素提高智能儀表放大電路的性能，但是在這過程中電路的工作的原理是和上述方案基本類似的。最后一個智能儀表的放大電路的設計方案是由一個單片機的集成芯片AD620來進行實現的，該電路的設計結構非常的簡單，通過一個集成芯片AD620，外加用于調節放大電路放大倍數增益的電阻，再對電路進行電源進行供電就實現了智能儀表放大電路的第四種設計的方案，該方案具有設計方式簡單使用非常方便等特點，并且也僅僅需要對相應的控制增益的電阻進行調節就能夠對放大電路的增益進行調整。

3.2放大電路性能測試

對于上述所設計的四種智能儀表的放大電路，其中四種電路的設計的結構都非常的類似，其組成的形式都是橋式的電路，都是講差分輸入改為單端的信號輸入，本文對于幾種方案的信號源的最大輸入值和最小輸入值以及放大電路的最大增益以及共模抑制比等幾個方面進行了測試，其中電路的最大輸入和最小輸入時在特定的測試條件下使得電路輸入信號不失真的情況下能夠輸入的最大和最小的信號。而放大電路的最大的增益則是值在給定的條件下不失真的時候所能夠對輸入信號放大的最大的倍數。共模抑制比可以通過一定的公式來進行計算。從仿真的結果來看仿真的效果要比實際測試的效果要好，這是因為在仿真的過程中不會受到各種環節和信號的干擾。在實際使用的過程中各個硬件環節以及認為操作的因素都會對測試的結果產生不同程度的影響。通過測試發現方案2其信號的動態的輸入范圍是最大的，電路的增益也是最大的，共模抑制比也是最大的，因為該種方案是最優的，該方案的成本要比方案1和方案3稍高，但是要比方案4便宜不少，所以綜合考慮成本和性能的因素方案2是最為適宜選擇的智能儀表放大器放大電路的設計的方案。

4.結語

在智能儀表中，放大電路的性能直接影響到了儀表的性能，因而提高智能儀表的性能關鍵就是提高其中放大電路的性能，本文對放大儀表放大電路在其原來結構和原理的基礎上進行了重新的方案的改進和設計，并且從輸入信號的動態范圍，增益以及共模抑制比等幾個方面對放大電路的設計方案進行了仿真，綜合成本和性能確定了最優的智能儀表的設計方案。

參考文獻

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篇2

【關鍵詞】功率放大器；偏置電路；靜態電流；溫度補償

隨著我國對北斗衛星通信產業的進一步投入和推廣，北斗用戶機作為北斗導航系統的重要組成部分引起了廣泛關注[1]。功率放大器是北斗用戶機中必不可少的一部分，其性能的好壞直接影響到北斗用戶機的性能，因此其電路結構和芯片的選型非常重要。LDMOS功放管具有增益大、輸出功率高、線性度良好、低成本、高可靠性等優點[2]，因此成為功率放大器設計的首選器件。然而LDMOS的靜態電流會隨著溫度變化而變化，這對功率放大器的增益、飽和輸出功率等參數都有很大影響，在高溫環境下，這些參數的變化甚至會導致功率放大芯片損壞，因此設計一種針對LDMOS的溫度補償電路對功率放大器的性能至關重要。

1功率放大器設計

在北斗用戶機的功率放大器的應用中，功率放大芯片的選取非常重要，除了要求功放芯片在北斗頻率上能夠達到要求的功率外，還有考慮最大容許工作電流、最大耗散功率、芯片的結溫度等因素[3]，并且要留有足夠的余量。本設計在北斗頻率上要求最大輸出功率在10W以上，工作溫度大于75℃，經過比較，最終選取HMC308和HMC454為驅動芯片，以英飛凌公司的LDMOSFETPTFA220121M作為功率放大芯片設計一款北斗用戶機功率放大器。合適的靜態工作點不僅能保證芯片的正常工作，還會影響功率放大器的最佳匹配負載、效率等參數[3]，因此選擇正確的靜態工作點是設計電路的第一步。由datasheet可知，PTFA220121M的偏置電路中柵極電壓為2.5V左右，漏極經過一個四分之一波長線接+28V，常溫下功率放大器工作的靜態電流為150mA。為了向負載傳輸最大功率，需要在電路中加入匹配網絡，使得負載阻抗等于信號源阻抗的共軛，此外，匹配網絡還決定著放大器的駐波比、功率增益、1dB壓縮點等指標是否滿足設計要求。在PTFA220121Mdatasheet中讀取出在1616MHz處的輸入輸出阻抗，利用ADS軟件對芯片做輸入輸出匹配電路，使得功率放大器的功放管工作在趨近飽和區[4]。由于在北斗頻點上采用微帶線做匹配電路，電路的面積會非常大，所以電路的匹配采用集總器件做匹配電路.對電路PCB進行加工并測試得到其小信號增益為42dB左右，飽和輸出功率在10W以上。在高低溫箱內放置兩個功率放大器，以20℃為步進，測試每個功率放大器在-45℃～75℃時的特性，使功率放大器在每個溫度下保持30分鐘后，測得兩個功率放大器PTFA220121M的靜態電流分別為I1、I2，飽和輸出功率分別為P1、P2，畫出四個參數隨溫度變化的曲線，如圖1所示。分析數據可知，隨著溫度的升高，功率放大器的靜態電流增加了50mA，即功率放大器在-40℃～75℃內的工作點具有正溫度系數，得出溫度對功率放大器的飽和輸出功率一致性有很大影響。在測試過程中，在沒有加激勵的情況下，當溫度升高到75℃時，功率放大器加電瞬間芯片損壞。功放芯片的結溫度和工作環境溫度及芯片本身的功耗有關，當溫度升高時，芯片的靜態電流增加，使得芯片的功耗增加，這兩個因素同時增大使得芯片的結溫度超過其能承受的最大溫度，故而損壞，而北斗用戶機實際的工作溫度要求能承受75℃，所以要降低芯片在高溫下的靜態電流來保護芯片。為了保證功率放大器各性能的穩定，在功放芯片的偏置電路中加上溫度補償電路，使柵極電壓隨溫度的升高而降低[5]，保證芯片的靜態電流在各個溫度下的恒定，從而提高功率放大器性能的一致性。

2溫度補償電路設計

功率放大芯片在工作點附近通常具有正的溫度特性，即在一定的柵壓下，當工作溫度升高時其靜態電流升高，當工作溫度降低時靜態電流降低[6]。由圖1的實驗結果可知，工作溫度的升高使得最大輸出功率的波動很大，本設計通過在偏置電路加一個電壓補償網絡實現溫度的補償[7]。溫度補償電路采用了溫度傳感器LMT84，封裝大小為2.4mm*2.2mm，其輸出電壓隨著溫度的升高而降低。將LMT84的輸出端與PTFA220121M的柵極經過電阻相連，通過分析實驗數據來分配電阻值，使得溫度升高時柵極電壓下降，計算得到靜態電流下降的幅度正好抵消靜態電流增加的幅度，從而保證芯片的靜態電流不隨溫度變化。對兩個功率放大器做如下處理：在PTFA220121M柵極和地之間接上屏蔽電纜，在非接地電纜的另一端接電位器。將它們放入高低溫箱內，溫度設定為-45℃～75℃，每20℃一個步進，功率放大器在每個溫度下存儲30分鐘，測試各個溫度下PTFA220121M的靜態電流。通過調節電位器的阻值使得PTFA220121M的靜態電流在各個溫度下保持在150mA，用萬用表測試出對應溫度下柵極的電壓，溫度補償電路如圖3所示，PTFA220121M柵極電流為1uA，為了使芯片柵極電壓的波動對A點電壓影響足夠小，選取電阻時保證流過R1的電流I1為50uA左右。LMT84的最大輸出電流為50uA，I2取值為40uA。根據疊加定理，電路中各器件之間的關系滿足等式(1)、(2)、(3)、(4)，其中UA1、UA2為圖2直線中0℃和20℃對應的電壓值，UB1、UB2為LMT84工作曲線中的0℃和20℃對應的電壓值，計算出各個電阻值，取標稱值為：R1=30kΩ，R2=18kΩ，R3=13kΩ，R4=20kΩ。電路設計時要求溫度不變時UA1的變化范圍為ΔV=±10mV，供電電壓為U，為了求出補償電路中所選電阻和電源芯片輸出電壓的精度，對等式（2）中UA1在R1=30kΩ、R2=18kΩ、R3=13kΩ、R4=20kΩ、U=5V處對R1、R2、R3、R4、U求偏導數，計算得出ΔR1=±0.8%R1，R2=±1%R2，R3=±3%R3，R4=±60%R4，ΔU=±9%U。由計算結果可知，R1的變化對UA1的影響最大，所以要求其精度最高，由于市面上常用的貼片電阻最高精度是±1%，所以取R1=(30±1%)kΩ。R4的變化對UA1的影響很小，對其精度幾乎沒有什么要求。電路中供電芯片選用的是LDO，其輸出電壓精度在±1%，滿足設計要求。最后確定電阻值為：R1=(30±1%)kΩ，R2=(18±1%)kΩ，R1=(13±1%)kΩ，R4=(20±10%)kΩ。

3實驗結果和數據分析

加入溫度補償電路的功率放大器實物如圖4所示，其中每個芯片和改進前功率放大器用的芯片都屬于同一批次，常溫下對功率放大器進行測試，輸入1616MHz信號，功率大約為0dBm，測試得靜態電流為150mA，加電200ms測試出功率放大器的最大電流為650mA左右，最大輸出功率10W以上。將兩個功率放大器放在高低溫箱內，按照以20℃為步進、每個溫度下存儲30分鐘的方法測試-40℃～75℃下的靜態電流，得出靜態電流I11、I22和飽和輸出功率P11、P22隨溫度變化曲線如圖5所示，可以看出同一個功率放大器在不同溫度下的靜態電流變化很小，飽和輸出功率的一致性也有明顯改善，并且功放芯片沒有損壞現象4小結本溫度補償電路設計簡單，易于實現。將改進后的功率放大器用在北斗用戶機中，經大量測試顯示，加入溫度補償電路后，溫度在-40℃～75℃時，功率放大芯片的靜態電流基本一致，增益均在40dB以上，飽和輸出功率均大于10W。這說明，該溫度補償電路對功率放大器在不同溫度下的靜態電流有很好的補償作用，從而成功避免了因溫度變化而導致芯片損壞情況的發生。

參考文獻

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關鍵詞:GaAs HBT;功率放大器;溫度補償電路;在片

Abstract:A new on-chip temperature compensation circuit for GaAs-based HBT RF amplifier applied to wireless communication was presented. The simple compensation circuit is composed of one GaAs HBT and five resistors with various values, which allows the power amplifier to achieve better thermal characteristics with a little degradation in performance. It effectively compensates for the temperature variation of the gain and the output power of the power amplifier by regulating the base quiescent bias current. The temperature compensation circuit is applied to a 3-stage integrate power amplifier for wireless communication application, which results the gain variation improved from 4.3dB to 1.1dB in the temperature range between -20℃ and +80℃.

Key word: GaAs HBT; power amplifier; temperature compensation; on chip;

1引言

隨著信息技術的發展,對功率放大器的需求量日益增大[1,2],并且對功率放大器提出越來越高的要求[3]。眾所周知, InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器的功率增益和輸出功率都嚴重地受到外界環境溫度的影響[4]。因此,提高功率放大器的熱穩定性顯得尤為重要。目前提高射頻功率放大器溫度補償的方法,一般采用片外元件控制功率放大器的偏置電流或者輸入信號的方式調節功率增益和輸出功率,實現溫度補償作用。這種片外調節的方式將使功率放大器模塊體積更加臃腫。為了提高集成度,實現功率模塊的小型化,將溫度補償電路于功率放大器在同一單片內實現已經成為一種趨勢[4 - 6]。

本文基于無線通信系統的應用,提出一種應用于InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器的在片溫度補償電路結構。這種溫度補償電路由一個GaAs HBT和五個阻值大小不同的TaN薄膜電阻組成,通過實現調節基極靜態偏置電流的方式實現對功率放大器的溫度補償。通過這種在片的方式實現溫度補償,大大提高了功率放大器的集成度,既有利于提高電路性能,更有利于節省成本。

2GaAs HBT VBIC 大信號模型

實驗采用由穩懋半導體提供的商用化的GaAs HBT VBIC大信號模型進行模擬仿真,該模型包括基于G-P模型的HBT本征晶體管和襯底寄生晶體管兩部分。圖1示出GaAs HBT VBIC大信號模型的等效電路圖。等效電路除了晶體管本征部分和襯底寄生晶體管之外,還包括熱效應等效網絡和剩余相位網絡。本實驗中采用VBIC大信號模型具有如下特點:精確模擬基區寬度調制效應;準確表征寄生襯底晶體管;提高Kirk效應的HBT準飽和特性;增強電子渡越時間模型;近似的分布式基極描述;弱化雪崩電流效應;小信號相位漂移以及瞬態分析相位漂移的一致性處理;改進的空間電荷電容模型;準確模擬自熱效應;改善的溫度模型。

為了準確地描述外部環境溫度變化引起的熱效應以及自熱效應,GaAs HBT VBIC模型專門針對這種現象建立了與外部環境溫度相關和異質結結溫相關的熱等效網絡,如圖1所示。

3溫度補償電路

由于InGaP/GaAs HBT具有很強的熱敏感性,器件性能受外部環境溫度以及自熱效應的影響很明顯,從而導致基于InGaP/GaAs HBT研制的射頻功率放大器增益明顯的受環境溫度影響。圖2(a)示出單級功率放大器的小信號增益隨環境溫度變化的特性曲線,由圖可以看出,隨著溫度的增加增益急速下降。這被認為與HBT器件的跨導變化莫大的關系,因為對于GaAs基HBT器件而言,靜態偏置電流會隨溫度的增加而減小,從而導致器件跨導隨之減小。眾所周知,功率放大器的增益與器件的跨導呈之比。因此調節HBT器件的跨導是改善放大器功率增益隨溫度變化的有效手段。圖2(b)示出AB類工作的功率放大器小信號增益與基極靜態偏置電流的關系曲線。由圖可以看出基極靜態偏置電流的微量增加,會導致功率放大器增益的顯著提升。這同樣是因為HBT器件跨導的變化引起的,因為對于工作在AB類的功率放大器而言,HBT器件的跨導隨著靜態配置電流的增加而顯著增加。由此可見,可以通過調節功率放大器的基極靜態偏置電流的方法,提高HBT器件跨導,從而有效地改進放大器功率增益的溫度特性,因此,在功率放大器HBT器件的基極偏置端添加一個溫度補償電路調節基極靜態偏置電流顯得非常必要。

圖3示出InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器帶溫度補償結構的射極跟隨器型偏置電路原理圖,其中黑色虛線框內為溫度補償結構。該偏置電路由一個InGaP/GaAs HBT和五個阻值大小各不相同的TaN薄膜電阻組成。由晶體管HBT Q2的基極電壓Vs決定Q2的發射極電流,由發射極電流和發射極電阻共同決定偏置電路的輔助電壓Vaux,通過輔助電壓Vaux和輔助電阻Raux調節射極跟隨器型偏置電路中二極管結構連接的晶體管D2的集電極電壓V1。

對于射極跟隨器型偏置電路,功率放大器的基極靜態電流主要由發射極跟隨器晶體管Q1的輸入電阻和基極電壓V2決定。隨著外部環境溫度的改變,溫度補償電路通過調節電壓V1的方法,進而調節晶體管Q1的基極電壓V2和功率放大器晶體管QRF的基極電壓Vin,從而調節功率放大器晶體管QRF的基極靜態偏置電流,實現增強功率放大器的功率增益隨環境溫度變化的穩定性的目的。對于溫度補償電路而言,需要對晶體管Q2各端選擇合適的電阻值,確保在室溫條件下輔助電阻Raux兩端電壓Vaux等于V1。

當溫度升高時,溫度補償電路節點aux的電壓Vaux減小速度低于V1的減小速度,致使Vaux大于V1,因此有附加電流從節點aux流向節點1,從而提高節點1的電壓V1,進一步提高電壓V2和功率放大器晶體管QRF基極電壓Vin。一方面,提高電壓V2會使得參考電阻Rref兩端電壓降低,減小參考電流Iref;另一方面,提高Q1的基極電壓V2和QRF的基極電壓Vin,使得晶體管Q1的基極和發射極兩端電壓增加,降低晶體管Q1的基極電阻,從而提高晶體管Q1的基極電流,進而提高功率放大器晶體管QRF的基極靜態偏置電流。反之,當溫度降低時,電壓Vaux低于V1,因此有附加電流從節點1流向節點aux,從而使得電壓V1、V2和Vin都將降低,導致晶體管Q1的基極電流減小,進而降低功率放大器晶體管QRF的基極靜態偏置電流。

特別需要提及的是,對于調節高溫和低溫條件下的的功率增益大小,輔助電阻Raux阻值的選取非常重要,合適的阻值能將電阻Raux兩端的電壓差調節到需要的值,達到高溫和低溫時的功率增益沒有明顯差異。

4結果與討論

為了驗證上述提出的溫度補償電路的可行性,將溫度補償電路應用到實際功率放大器電路中。圖4示出應用于無線通信系統的單片集成射頻功率放大器的原理圖。對于射頻功率放大器而言,需要盡可能的得最高的效率和最高增益。為了實現這個目標,功率放大器的晶體管選擇合適的發射極面積,并設法使功率放大器工作在AB類。實現將溫度補償電路與射頻功率放大器集成在單顆GaAs基片上。

基于穩懋半導體公司提供的商用InGaP/GaAs HBT VBIC大信號模型,分別對有無溫度補償結構的射頻功率放大器進行仿真。圖5示出有無溫度補償結構的射頻功率放大器在環境溫度為-20℃, 25℃ 和+85℃條件下的小信號S21參數,其中圖5(a)為沒有溫度補償結構的S21參數,圖5(b)為有溫度補償結構的S21參數。由圖可以看出溫度補償結構能有效地減小小信號S21參數隨溫度變化的變化量。圖6示出有無溫度補償結構的射頻功率放大器功率增益隨溫度變化的特性,其中實線為沒有溫度補償結構,虛線為有溫度補償結構。由圖可以看出,當溫度從-20℃ 增加到 +85℃時,沒有溫度補償結構的功率放大器增益從14.3dB下降到12.8dB,下降量為1.5dB,而有溫度補償結構的功率放大器增益從13.7dB下降到13.4dB,下降量只有0.3dB。由此看出,溫度補償結構使得功率放大器的功率增益隨溫度的變化的穩定性大大提高。圖7(a)(b)分別示出有無溫度補償結構的功率放大器功率特性曲線,其中圖7(a)沒有溫度補償結構,圖7(b)有溫度補償結構。由圖可以看出,引入溫度補償結構,使得功率放大器在不同輸入信號條件下的的功率增益、輸出功率和效率隨溫度的變化量都大幅度減小。由圖可以看出,在-20℃到+85℃的溫度范圍內變化時,具有溫度補償結構功率放大器的輸出功率能穩定在37.7dBm以上,同時功率附加效率PAE在57%以上。從上述系列的結果可以看出,這種結構簡單的溫度補償電路非常適合應用于無線通信系統的射頻功率放大器。

5結論

本文提出一種應用于InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器的溫度補償電路,這種溫度補償電路具有結構簡單,與功率放大器電路集成在同一個單片芯片的特點。采用該溫度補償電路通過調節功率放大器的基極靜態偏置電流的方式補償放大器功率增益隨環境溫度的變化,有效地提高功率放大器的熱特性。將溫度補償電路應用到實際射頻功率放大器中,使得在溫度范圍-20℃到+85℃內變化時,功率放大器的功率增益隨溫度的變化量從1.5dB下降到只有0.3dB,功率放大器的輸出功率能穩定在37.7dBm以上。本文提出的溫度補償電路是一種非常適合應用于無線通信系統的射頻功率放大器的溫度補償結構。

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關鍵詞：高頻電子線路；小信號放大器；S參數；教學

Research of teaching method on small-signal amplifier in high-frequency circuits

Tang Jian

Yancheng Teachers University， Yancheng， 224051， China

Abstract： Through several years' teaching practice， the S-parameters of microwave engineering are introduced in the process of teaching high-frequency circuits properly， as well as the software simulation， which make the students understand and related knowledge point from multiple perspectives. The proposed teaching method has achieved good teaching effects in the classroom teaching.

Key words： high-frequency circuits； small-signal amplifier； S-parameters； teaching

高頻電子線路課程主要討論應用各種無線電技術的高頻電子線路，結合無線電通信方式討論設備和系統中高頻電路的線路組成、工作原理及工程設計計算，如選頻網絡、高頻小信號放大器、高頻功率放大器、高頻接收機及發射機等[1-2]。高頻電子線路與低頻電子線路的區別在于，前者處理的信號為高頻電磁波信號，需要使用電感及電容組成的選頻網絡實現輸入級和輸出級的阻抗匹配。

高頻小信號電路的教學從分析晶體管的高頻小信號模型入手，把完整的放大器結構看成雙端口網絡，建立導納矩陣的Y參數小信號模型，在阻抗匹配部分采用的是電感抽頭式電路與電容組成的諧振網絡，通過阻抗匹配的要求推導出接入系數的關系式，但在常規教學中，阻抗匹配只是用來推導接入系數，并未做深入的解釋，學生對阻抗匹配概念比較模糊。筆者在教學中引入微波工程中S參數的概念，使學生更深刻地理解高頻小信號放大器阻抗匹配的物理意義。結合微波電子技術中小信號低噪聲放大器，為學生學習小信號放大器提供了一個新的認識角度。

1 高頻電子線路中小信號放大器的組成

高頻小信號放大器由信號源、晶體管、并聯振蕩回路和負載阻抗并聯組成，因此，采用導納分析比較方便，其中輸出回路中抽頭系數為P1，變壓器接入系數為P2，在引入晶體管Y參數模型后，假設不存在內反饋，即yre=0，并把晶體管集電極回路和負載折合到振蕩回路兩端（1和3）后的等效圖如圖1所示[1]。

圖1 折合到1和3兩端后的等效圖

由圖1可得諧振增益[1]：

（1）

為了獲得最大增益，負載阻抗需和信號源內阻相同，因此，滿足的匹配條件如式（2）所示。根據式（2）即可求出接入系數P1和P2，分析自激條件可得到穩定系數S，從而完成高頻小信號放大器設計[1]。

（2）

（3）

雖然在常規的高頻電子線路教學中，根據以上內容已完成高頻小信號放大器的設計教學，但其中關于阻抗匹配的概念僅是一帶而過。由于高頻電子線路中處理的是高頻電磁波信號，所謂阻抗匹配，即無反射波，所有高頻的微波信號皆能傳至負載，不會有信號反射回源點，從而提升能源效益[3，4]。因此，筆者在教學中引入微波技術中的散射參量S的概念，并使用軟件完成高頻小信號放大器的仿真，加深學生對高頻小信號放大器的理解。

2 散射參量S的概念

設n端口網絡的第j個端口接微波源，其余所有端口接匹配負載，即網絡只有一個電壓入波aj，按上面的公式可知，任意一個端口的電壓的出波[3]：

（4）

（1）如果i≠j，按照歸一化電壓波的定義可知：

（5）

（6）

公式（5）和（6）表明，在網絡負載端口都處于匹配的狀態的條件下，Sij的物理意義是任意兩個端口之間的歸一化電壓傳輸系數；當相關端口的特性阻抗相同時，其物理意義是兩個物理端口的電壓傳輸系數；其模的平方是兩端口之間的功率傳輸系數。

（2）如果i=j，按照歸一化的電壓波的定義可知：

（7）

公式（7）表明，在網絡的各負載端口都處于匹配狀態的條件下，Sij的物理意義是任意端口的電壓發射系數。因此，使用散射參量S即可表征高頻小信號放大器的傳輸增益、反射系數以及阻抗匹配情況。

3 采用S參數分析法的高頻小信號放大器的軟件仿真

在課堂上使用軟件仿真演示采用S參數分析法的高頻小信號放大器設計和分析過程，具有步驟簡單易實現且效果直觀的優點。高頻晶體管放大器與低頻放大器的設計方法有明顯的不同，它需要考慮一些特殊的因素，其中最重要的是輸入信號與晶體管良好的匹配以及放大器的穩定性分析。穩定性分析以及增益、噪聲系數等都是設計高頻放大器電路時必須考慮的基本問題，只有綜合考慮這些問題，才能設計出符合實際應用要求的高頻晶體管放大器。

我們采用ADS軟件仿真實現高頻晶體管低噪聲放大器。ADS是美國安捷倫公司開發的高頻電子設計自動化軟件，包括時域電路仿真（SPICE類仿真）、頻域電路仿真（諧波平衡，線性分析）、通信系統仿真等。小信號放大器采用的是小信號SP模型，模型中已經帶有確定的直流工作點[5]。和理論教學的過程一致，首先進行直流特性的仿真，仿真電路圖如圖2所示。仿真結果如圖3所示，選定晶體管的直流工作點后，可以進行晶體管的S參數掃描，對應的工作點為Vce=2.7 V，Ic=5 mA。由于SP模型本身已經對應于一個確定的直流工作點，因此，在做S參數掃描時無需加入直流偏置，仿真結果如圖4所示。圖4給出的是S11參數，可見在工作頻率2 GHz處的反射系數依然較大，為-6.5 dB，可知當前晶體管的輸入端反射較大，輸入匹配不好。

圖2 晶體管直流工作點掃描仿真電路圖

圖3 直流特性仿真結果圖

圖4 晶體管的S11參數仿真結果圖

由晶體管的S參數可得其在2 GHz的輸入阻抗為（18.89+j*6.81）Ω（虛部表示含有感抗部分），為實現良好的輸入及輸出匹配，引入用微帶線分布參量實現的等效電感電容選頻網絡，仿真電路結構圖如圖5所示，所匹配的阻抗大小均為50 Ω，亦即選頻網絡的阻抗變化作用，將晶體管的輸入輸出阻抗均變化為信號源的標準阻抗50 Ω，從而實現阻抗匹配，降低輸入信號的反射，并獲得最優的傳輸增益。放大器的工作中心頻率選在2 GHz。

圖5 使用分布參數微帶線匹配后的小信號放大器仿真圖

經過仿真后的S參數結果如圖6～圖8所示。其中S11反應的是輸入匹配情況，S11越小，輸入匹配則越大，S22反應的是輸出匹配情況，S22越小，輸出端反射越小，匹配越好。S21則是放大器的增益，在2 GHz下達到了10 dB。

圖6 匹配后的放大器S11參數仿真結果圖

圖7 匹配后的放大器S22參數仿真結果圖

圖8 匹配后的放大器S21參數仿真結果圖

該仿真為學生提供了直觀形象的高頻微波小信號放大器的設計過程，并引入了S參數的概念，使學生對小信號放大器設計過程中輸入及輸出匹配的影響有了更深刻的認識。

4 噪聲系數在高頻小信號放大器教學中的介紹

高頻小信號放大器一般用作各類無線電接收機的高頻或中頻前置放大器，也用于高靈敏度電子探測設備的放大電路。在放大微弱信號的場合，放大器自身的噪聲對信號的干擾可能很嚴重，因此，希望減小這種噪聲，以提高輸出的信噪比。由放大器所引起的信噪比惡化程度通常用噪聲系數F來表示[6]。理想放大器的噪聲系數F=1（0分貝），其物理意義是輸出信噪比等于輸入信噪比。一般對于低噪聲放大器使用高Q值電感完成偏置和匹配功能，由于電阻會產生額外的熱噪聲，放大器的輸入端應避免直接連接到偏置電阻，低噪聲放大器PCB應具有損耗低，易于加工和性能穩定的特點，均勻材料的物理和電氣性能（特別是介電常數和厚度），雖然對材料的表面光潔度有一定要求，也可以使用通常在FR-4（介電常數4和5之間）的基片，如果電路需要高氧化鋁陶瓷等材料，可以使用作為底物的微波板PCB布局，要考慮到鄰近相關電路的影響，注意過濾，接地和外部電路設計，以滿足電磁兼容的設計原則。

通過在電路原理圖中加入噪聲系數計算控制器和穩定系數計算控制器，為學生演示噪聲系數和穩定性系數的仿真結果，并設置優化控件。為提高穩定性，在晶體管源級增加電感，最終得到以上高頻小信號放大器的噪聲系數及穩定系數（如圖9和10所示）。可見在2 GHz下的噪聲系數僅為1.925，穩定系數大于1。

圖9 優化后的放大器噪聲系數仿真結果圖

圖10 優化后的放大器穩定系數仿真結果圖

5 結束語

針對高頻電子線路中的重要知識點，拓展了高頻小信號放大器的教學內容。引用了微波技術中的散射參數S的概念，采用ADS仿真的方法展現了高頻小信號放大器的設計過程，通過軟件仿真和新的物理概念的引入，在課堂上學生從多個角度深刻認識了阻抗匹配的基本原理和物理含義，低噪聲系數的介紹使學習不再局限于教材上的穩定系數的內容，讓學生從目前無線電通信接收機的實際要求中深刻領會產業前沿，進一步激發學習本課程的興趣。

參考文獻

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篇5

關鍵詞：高速CCD；預放電路；寄生電容；高頻補償

中圖分類號： TN386.5?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）15?0160?03

Design of preamplification circuit for high?speed multi?channel CCD

XUE Xu?cheng， ZHAO Yun?long

（Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， Chinese Academy of Sciences， Changchun 130033， China ）

Abstract： There are much more CCD output channels in high?speed imaging application and the speed of each channel is also much higher. Multiple amplifiers are needed to amplify the multiple output signals. It is very hard to make the amplifiers close to the CCD when the printed circuit board layout is carried out in the case of application of more amplifiers. Thus， the bandwidth is significantly limited by the parasitic capacitance produced by long wires of printed circuit board， and the low pass circuit formed by the output resistance of CCD. In order to eliminate the bandwidth limitation， the high frequency compensation is used in the circuit design. A method to cut out the ground plane at the feedback terminal of the operational amplifier is adopted to avoid self?oscillation of the amplifier circuit.

Keywords： high?speed CCD； preamplification circuit； parasitic capacitance； high?frequency compensation

0 引 言

電荷耦合器件（CCD）具有低噪聲、寬動態范圍、高速以及線性響應等優點。在高速成像應用中，CCD必須具有多通道輸出的能力。通過多通道并行輸出提高成像系統的速度。每個通道的速度也要保持較高的速度，通常每個通道的工作速度能達到25～40 MHz。CCD的輸出電阻并不是很小，一般情況下其輸出電阻可以達到300 Ω左右[1]。因此需要預放電路進行阻抗變換，使輸出電阻變小。且要使預放電路盡可能靠近CCD。因為如果預放電路和CCD有一定距離時，電路板走線會存在一定的寄生電容[2]。該寄生電容和CCD輸出電阻形成一階低通電路，從而限制電路的帶寬。然而，CCD多通道輸出需要多個放大器對信號進行放大。當放大器數量較多時，電路板布局時就沒有足夠的空間使放大器靠近CCD放置。放大器不能靠近CCD放置，走線寄生電容就會限制帶寬。所以只能通過高頻補償技術來擴展帶寬。需要注意到是，高頻補償時一定不要導致放大器工作不穩定。此外高速運算放大器設計不當也極易產生自激振蕩。因此，通過電路板設計中去除運算放大器反饋端地平面的方法避免自激振蕩。

1 多通道CCD預放電路設計

多通道CCD預放電路中各個通道應該是完全一致的，這可以保證各個通道導致的成像結果具有一致性。因此，下面設計討論一個通道的設計，其他通道采用完全相同的設計即可。首先對CCD輸出電阻和電路板走線進行分析，如圖1所示。CCD輸出可以等效為電壓源V和串聯等效電阻[Rc]。走線可以直接用寄生電容[Cp]來表示。那么由于電阻和電容構成了低通電路，因此會限制帶寬。式（1）給出其傳遞函數。

[Hw（s）=11+RcCps] （1）

可見存在一個極點[s=-1RgCp]，即系統在大于該極點對應頻率后，響應會按照每十倍頻程20 dB下降。

圖1 CCD輸出電阻和走線等效電容模型

為了不讓該極點限制帶寬，必須使用零點來抵消這一極點[3]。實現這一功能的電路如圖2所示。該電路的傳遞函數由式（2）給出。該電路引入了一個零點[s=-1（Rg+Rf）Cg]。所以只有讓該零點等于上述極點即可實現高頻補償。即滿足式（3）即可。該電路在引入零點的同時也引入了一個極點[s=-1RgCg]，所以需要使該極點頻率盡可能高，也即[Rg]的值要足夠大。

[Hamp（s）=1+（Rg+Rf）Cgs1+RgCgs] （2）

[RcCp=（Rg+Rf）Cg] （3）

圖2 CCD預放高頻補償電路

反饋網絡的傳遞函數由式（4）給出：

[Hf（s）=1+RgCgs1+（Rg+Rf）Cgs] （4）

電路中的反饋網絡并不會使放大器不穩定。因為反饋網絡有一個極點，使得相位會產生延遲，但是反饋網絡的零點則使相位產生超前。因此反饋網絡使得相位先產生一定的延遲，然后在高頻處回到了零相位[4]。這樣不會對放大器產生穩定性問題。

2 CCD預放電路的電路板設計

高速運算放大器的電路板設計是電路實現的一個非常重要的部分。即使電路原理設計的再好，隨意的電路板設計也會使電路達不到要求甚至產生問題。其中，高速運算放大器的穩定性會受到電路板設計的重要影響。電路板對電路性能的影響產生的主要原因是電路板的寄生參數問題[5]。例如一個運算放大器在電路實現后的等效電路如圖3所示。

運算放大器的反相端對地電容對放大器的穩定性具有較大的影響。因為反相端的對地電容和反饋電阻[Rf]在反饋通路上形成了一個額外的極點，該極點使得相位延遲。相位延遲會使得在高頻時，負反饋變成了正反饋，從而導致自激振蕩。解決這一問題的方法就是把這一寄生電容去除。在具體電路板實現時，就是把反饋端下面的地平面去除。一個雙通道的運算放大器布局布線圖如圖4所示。該放大器為DIP8封裝，其中2腳和6腳為兩個通道的反饋端。所以2腳和6腳下面的地平面要去除。而反饋電阻焊盤下面的地平面同樣也要去除。這樣反饋通道中的寄生電容就降到了最低，可以保證放大器的穩定工作。此外，放大器穩定工作和低噪聲工作的前提是電源要合理去耦。圖4中正負電源的去耦電容都盡可能近地靠近相應電源管腳放置。這樣可以有效地降低去耦電路的等效電感，在較寬的頻帶內提供足夠的去耦。

圖3 運算放大器的寄生參數等效電路

圖4 去除運算放大器反饋端地平面

3 實驗結果

為了驗證設計，對設計的電路利用LTspice軟件進行了電路仿真。CCD輸出等效電阻[Rc]為300 Ω。走線寄生電容[Cp]為20 pF。其3 dB帶寬只有26.5 MHz，其幅頻響應和相頻響應曲線如圖5所示。預放電路的帶寬應該為CCD像素轉移頻率的4～5倍。因此如果像素時鐘頻率達到25 MHz，那么寄生電容就嚴重限制了電路帶寬。所以需要進行高頻補償來展寬帶寬。這里[Rf]取值為1 kΩ，[Rg]取值為0.28 kΩ，[Cg]取值為4.7 pF，這時就能滿足式（3）的要求。

圖5 CCD內阻和走線寄生電容的頻率響應

圖6所示為補償后的頻率響應，可見帶寬擴展已經超過了100 MHz。

圖6 高頻補償后的頻率響應

高頻補償后的放大器對方波的響應如圖7所示。

圖7 高頻補償后的方波響應

放大器的開環頻率響應如圖8所示，可以看出當放大倍數將為0 dB時，相位為-145°，不存在穩定性問題。

圖8 放大器開環頻率特性

4 結 論

高速多通道CCD預放電路設計中存在預放電路不能足夠靠近CCD的問題。高速運算放大器存在容易自激振蕩的問題。針對上述兩個問題，從電路原理和電路板設計的角度進行了高速多通道CCD預放電路分析和設計。通過電路原理設計中應用高頻補償技術，有效地解決了帶寬限制問題。通過電路板設計中去除運算放大器反饋端地平面的方法有效地避免了自激振蕩。因此，該設計可以有效地應用在高速多通道CCD成像電路中。

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篇6

關鍵詞：高頻小信號放大器；工作原理；電子技術；無線廣播；信息化 文獻標識碼：A

中圖分類號：TN72 文章編號：1009-2374（2016）19-0044-02 DOI：10.13535/ki.11-4406/n.2016.19.020

信號通過長距離的通信傳輸會受到衰減和干擾，到達接收設備的信號是非常弱的高頻窄帶信號，在做進一步處理之前，應當經過放大和限制干擾的處理，這就需要通過高頻小信號放大器來完成。其功能是實現對微弱的高頻信號進行不失真的放大，從信號頻譜來看，輸入信號頻譜與放大輸出信號的頻譜是相同的。由于高頻放大電路常常會產生自激振蕩，也容易受各種因數的干擾，并且難以實現阻抗匹配，所以本文對其缺點做了改進和研究。高頻小信號放大器主要由輸入電路、放大電路和輸出電路三部分組成。它的應用比較廣泛，主要應用在電視廣播以及通信線路中。根據負載的不同，可以將放大器分為兩種類型：諧振回路負載的放大器、濾波器為負載的放大器。高頻小信號器能夠將信號進行有選擇地放大，最終實現信號質量的提升、抗干擾性的加強。發射機中的振蕩器所能夠產生的信號非常微弱，而如果想要將信號的功率進行有效提高，則必須進行高頻小信號放大器的使用。而且高頻小信號放大器的輸入信號應該設置成0.5V以上，甚至可能會更大。

1 高頻小信號放大器的工作原理

在將信號進行遠距離傳送過程中，由于各種因素的干擾，會將信號減弱，最終可能無法被接受設備接收成功。而高頻信號就是在這種情況下使用，對信號所受到的干擾進行有效的抵制，只允許所需的信號通過，設備的增益也要足夠大，最終能將信號提高被接收器所接受。高頻小信號放大器通過將負載回路的使用方式設置為諧振，從而完成對一些特殊頻率的信號進行過濾，并將干擾進行對抗匹配。

根據高頻小信號放大器的輸入信號進行分析，得出它的輸入信號一般為小信號，這是由設備的基本構造決定的。接收器所接收到的信號一般比較微弱，工作也就被認為是在線性晶體管范圍中的。當線性元件中有晶體管的存在時，能夠將其當作有源線性網絡分析。高頻小信號放大器的工作部位是發射機，目的是為了將信號的衰弱減小，并增加信號的輸出功率。

2 高頻小信號放大器的特點

高頻小信號放大器所發揮作用的信號頻率一般是在幾百到幾千kHz之間的，而信號的寬帶則有幾千Hz到幾十MHz的范圍，因此必須運用網絡進行頻率的選擇，而高頻小信號放大器的工作范圍一般是線性的。

無線電所接受到的信號一般有三種成分，分別為有用信號、干擾信號、噪音信號，而輸入電路的功能則是將有用的信號進行篩選出來，并將干擾信號與噪音等的影響進行抵消，而放大線路的功能則與輸入線路的功能相反，是將信號進行放大，在設計電路時應該對這些進行考慮并仔細分析。

3 高頻小信號放大器的設計要求

高頻小信號放大器是通信系統的一個重要組成部分，它的功能好壞會給接收器接收到的信號質量造成直接的影響。而高頻小信號放大器的具體設計要求如下：第一，工作頻率高。目前使用的GSM數字移動通信系統的手機中，多為900MHz和1800MHz；第二，功率增益必須做到足夠高，即放大倍數要足夠大；第三，通頻帶寬是一定的；第四，選擇性良好，即選擇所需信號和抑制無用信號大的能力要強，故一般負載是諧振回路或濾波器等；第五，信噪率要高；第六，穩定性強，即要求放大器的性能盡可能不受溫度、電源等外界因素變化的影響。高頻小信號放大器的設計必須要考慮到具體的應用情況，因此在進行實際的設計時，應該對其進行具體的考慮。

4 高頻小信號放大器的設計

本文選擇晶體管小信號調諧回路諧振放大器的設計為例進行研究，選用高頻信號發生器、直流穩定電源、數字萬用表、無感起子、數字存儲示波器各一臺，進行設計。

4.1 對放大電路進行設計

高頻小信號放大器的設計按上面的要求，它不僅要放大高頻信號，還要有一定的選頻能力，故其必須要對產生的噪音控制在一定的范圍內，極大程度地降低噪音，這種要求使得放大器所使用的元件必須具備良好的穩定性，同時能夠擁有較強的抗輻射能力。

同時為了高頻小信號放大器的放大功能可以持續穩定，應該對電容進行有效的控制，因此可以選用同柵同源級聯電路。另外，在擴大電流的輸出范圍的要求上，使得電流也同步進行了增加，經過分析能夠得出應該選定的電流的值。

4.2 對輸入電路進行設計

設計出的輸入電流必須要對抗匹配場效應的輸入值進行獲取，而要想將阻抗進行變換，則必須要將輸入電路將諧振回路與分壓式電感設置成并聯。而在高頻小信號放大器中，要想獲得最佳的噪聲匹配，應該設置電路的諧振電阻比放大電路中的輸入電阻小。

4.3 對輸出電路進行設計

設計中，阻抗能夠將濾波進行匹配，并將其輸出到網絡。技術的設計指標中將其品質因素確定為4.9，經過分析，在輸出電路中，必須選擇負載比較高的電阻。

4.4 總電路的設計

根據三個部分的電路設計，將其連接在一起形成高頻小信號放大器的總電路。其中需要直流穩定電源的電壓為Vcc=12V，而負載的電阻為RL=1KΩ，選用的高頻三極管型號為3DG6。根據這些數據，進行分析、設計，并進行仿真。

4.5 關鍵指標

4.5.1 諧振增益。放大器的諧振增益是指放大器在諧振頻率上的電壓增益，記為Au0，其值也可以用分貝dB表示。f0是諧振中心頻率，當輸入信號的頻率剛好等于諧振頻率時，放大增益最大。

Auo=Uo/Ui（輸出電壓與輸入電壓之比）

Auo=20lg（Uo/Ui）dB（分貝表示）

4.5.2 通頻帶。諧振回路具有選頻作用，當工作頻率偏離諧振頻率時，放大器的電壓放大倍數下降。故習慣上稱電壓放大倍數Auo下降到諧振電壓放大倍數Auo的0.707倍時，所對應的頻率范圍稱為放大器的通頻帶BW。其數學表達式為：

BW=2Δf0.7=fo/QL（QL為回路的等效品質因數）

5 高頻小信號放大器的應用

5.1 高頻小信號放大器的仿真試驗、制作及調試

根據設計的電路，就可以進行仿真試驗，將仿真結果輸出，根據仿真結果進行分析，可以得出仿真數據和真實數據的誤差相差比較小。將仿真實驗的電路制作出來時，由于處于高頻區，分布參數的影響存在，放大器的各項技術指標滿足設計要求后的文件參數值與設計計算值有一定的偏差，所以在調試時要反復仔細調整才能使諧振回路處于諧振狀態。在測試要保證接地良好，調試靜態工作點很重要。往往電路并不是剛焊接好就能正常工作的，通常就沒有波形或者波形不對，要檢查的內容就是看晶體管是否有正常工作。我們說晶體管基極電壓在2V左右時是正確的，而且集電極電壓VC要大于VB才好，所以在實際電路中，將上偏置電阻換成了一個滑變與一個固定電阻串聯，方便調節靜態工作點。

5.2 高頻小信號放大器的應用分析

經過實驗得出，實驗數據與實際值之間存在著一定的誤差，代表著高頻小信號放大器在現實生活的應用中存在著一定的誤差，而產生這些誤差的原因主要有以下幾點：

5.2.1 高頻小信號放大器的各組成部分的實際數據與其所設定的理論值存在著一定的差距，例如里面的電阻值可能會受到環境的影響，電阻值以及電容值都會發生變化。

5.2.2 高頻小信號放大器的說明書中的參數一般是在一定的情況下進行測試所得的，而現實生活中高頻小信號放大器多數使用的環境并不一定，與測試環境有很大的不同，進而使得實際的數據與參數值有一定的差距。

5.2.3 高頻小信號放大器的性能指標的參數也是在一定的情況下測得的，當所采用的測量方法不同時，性能指標的參數也會有所不同。而現實生活中，它的應用情況千差萬別，因此性能也會受到影響。例如，在我們對高頻小信號放大器進行調試的過程中，是通過對波形輸出值大小的觀察來對電路是否需要調試進行確定的，因此當對調諧頻率的測量出現誤差時，所得出的數據也會有很大的差別。

5.2.4 高頻小信號放大器的使用時間會對器件的性能造成影響，進而影響到其功能。

6 結語

高頻小信號放大器在具體的應用中是比較困難的，高頻小信號放大器的理論比較簡單，在實際應用中它的功能會受到各種因素的影響，我們應該根據其理論研究，對現實應用進行更深入的推廣，加強其功能的實現，為無線電廣播事業以及電視廣播事業做出貢獻。實際應用中，高頻小信號放大器的最主要問題一般是振蕩自激，不能將其各級之間的匹配進行有效阻擋。

參考文獻

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[5] 王海梅.基于Multisim的高頻小信號諧振放大器仿真

篇7

關鍵詞 電子電路設計；語音放大電路；Multisim仿真

中圖分類號：TP391.9 文獻標識碼：B

文章編號：1671-489X（2015）16-0037-02

1 設計任務與技術指標

設計任務 設計并制作一個由集成運算放大器組成的語音放大電路，其作用是不失真地放大輸入的音頻信號。為此，語音放大電路應由輸入電路、前置放大器、有源帶通濾波器、功率放大器和揚聲器幾部分構成。

技術指標

1）前置放大器：輸入信號Uid≤10 mV，輸入阻抗Ri≥100 kΩ，共模抑制比KCMR≥60 dB。

2）有源帶通濾波器：帶通頻率范圍300 Hz～3 kHz。

3）功率放大器：最大不失真輸出功率Pom≥5 W，負載阻抗RL=4 Ω。

2 工作原理

由于話筒的輸出信號比較小，為此需用前置放大器對話音進行放大。聲音是通過空氣傳播的一種連續的波，說話的信號頻率通常在300 Hz～3 kHz之間，這種頻率范圍的信號稱為語音信號。聲音在空氣中傳播會產生諧波失真，為了提高輸出信號的高保真性能，需要設計頻率范圍在300 Hz～

3 kHz之間的帶通濾波器，用于濾除語音信號頻帶以外的噪聲。功率放大器用于對語音信號進行功率放大驅動揚聲器輸出，要求輸出功率盡可能大，轉換效率盡可能高，非線性失真盡可能小[1]。

3 設計方案

根據技術指標要求，可由輸入信號、最大不失真輸出功率、負載阻抗，求出系統總電壓放大倍數Au=894。由于實際電路中存在損耗，故取Au=900。根據各單元電路的功能，各級電壓放大倍數分配為：前置放大器11倍，有源帶通濾波器2.5倍，功率放大器33倍。

前置放大器 前置放大器為測量用小信號放大電路。由于傳聲器輸出信號的最大幅度僅有若干毫伏，而共模噪聲可能高到幾伏，在設計中要考慮放大器輸入漂移、噪聲以及放大器本身的共模抑制比對設計精度的影響，前置放大器應該是一個高輸入阻抗、高共模抑制比、低漂移的小信號放大電路。本設計采用具有很高輸入阻抗、能與高阻話筒配接的同相比例運算電路作為前置放大器，電路如圖1所示，其電壓放大倍數Au為：

所以取R1=10 kΩ，R2=100 kΩ，R3=R4=200 kΩ。

有源帶通濾波器 由有源器件和RC網絡組成的濾波器稱為有源濾波器。按照濾波器工作頻帶的不同，可分為低通、高通、帶通和帶阻四種濾波器。根據語音信號的特點，語音濾波器應該是一個二階有源帶通濾波器，其頻率范圍應在300 Hz～3 kHz之間。

1）二階有源低通濾波器。二階有源低通濾波器如圖2所示。

電壓放大倍數為：

設品質因數Q=0.707，得通帶放大倍數Aup=1.58，故取R3=47 kΩ，R4=27 kΩ。由于f0=3 kHz，若取C1=C2=6.8 nF，

則有R1=R2=8.2 kΩ。

2）二階有源高通濾波器。高通濾波器與低通濾波器具有對偶性，若把圖2中的C1、C2和R1、R2位置互換，就可得到二階有源高通濾波器。電壓放大倍數為：

設品質因數Q=0.707，得Aup=1.58，故取R3=47 kΩ，R4=

27 kΩ。由于f0=300 Hz，若取C1=C2=68 nF，則有R1=R2=

8.2 kΩ。

3）寬帶帶通濾波器。當低通濾波器的截止頻率大于高通濾波器的截止頻率時，將二階低通濾波器和二階高通濾波器串聯，就可得到通帶較寬的二階帶通濾波器。該方法構成的帶通濾波器多用作測量信噪比的音頻帶通濾波器，其帶寬由兩個濾波器的截止頻率決定，且通帶截止頻率易于調整[2]。

功率放大器 功率放大器的作用是給語音放大電路的負載（揚聲器）提供所需的輸出功率。LM386是一種低電壓音頻集成功放，具有電源電壓范圍寬、靜態功耗低、電壓增益可調、外接元件少和低失真度等優點。

LM386的典型應用電路如圖3所示。LM386的電源電壓范圍為4～15 V，靜態電源電流為4 mA，輸入阻抗為50 kΩ。

電路由單電源供電，輸出端經輸出電容C5接負載，以構成OTL電路。RP1和C6阻容網絡用來設定電壓增益，即調節電位器RP1，可使電壓增益在20～200之間變化；C2為去耦電容，用來濾掉電源的高頻交流成分；C3為旁路電容，起濾除噪聲的作用；R1和C4校正網絡用來進行相位補償，防止電路高頻自激；C5為耦合電容，起隔直流通交流作用。

4 電路實現

利用Multisim軟件畫出各單元電路的仿真電路圖，先對各單元電路進行分級調試，再將各單元電路級聯進行整機調試；然后進行電路焊接與裝配，對實際電路進行性能指標測試；最后進行實際系統音質效果試聽，即將話筒或收音機的耳機輸出口接語音放大電路的輸入端，用揚聲器代替負載電阻，應能聽到音質清晰的聲音。

參考文獻

篇8

【關鍵詞】E類功放 2.4GHz 偽差分 飽和輸出功率

1 引言

S著無線通信系統的發展，比如WCDMA、TD-SACDMA、CDMA2000等，大大加速了射頻功率放大器的研究和設計。射頻功率放大器是無線通信系統發射機的核心組成部分，功率放大器的性能指標直接影響整個通信系統的好壞，因此設計性能良好的功率放大器是當前無線通信系統亟待解決的問題。

射頻功率放大器用來輸出大功率給外部負載。功率放大器通常是無線發射機中功耗最大的模塊，為了降低功耗，延長電池壽命，要求它具有較高的效率。射頻功率放大器可分為傳統功率放大器和開關模式功率放大器，傳統功率放大器擁有良好的線性度，開關模式功率放大器則具有很高的效率。E類功率放大器是一種開關模式的功率放大器，擁有較高的效率，其可應用于手機藍牙系統、物聯網系統以及未來的可穿戴系統等，E類射頻功率放大器的效率理論上可達到100%。

2 E類功率放大器的原理和理論設計方程推倒

功率放大器實質上是一個能量轉換器，把電源供給的直流能量轉化為交流能量。其轉換能量的能力通常用漏極效率

，其中Pout為輸出功率，Pc為漏級耗散功率。該式表明，要增加漏級效率，就必須減少漏級耗散功率的消耗。當晶體管工作在開關狀態時，可以有效的減少漏級耗散功率的消耗。因為開關狀態的晶體管相當于一個開關，當開關閉合時，有電流通過；由于此時的導通電阻極小，晶體管的電壓很小，并且趨向于零。當晶體管斷開時，晶體管電壓雖然有點高，但無電流通過晶體管，從而達到減小耗散功率的目的。E類功率放大器就是按照電壓與電流不重疊出現而設計出來的，使得在任意時刻，電壓與電流的乘積為零，即耗散功率為零。圖1為E類功率放大器的拓撲結構圖。該拓撲機構由Grebennikov在2002年提出，經過10余年的發展，該放大器以其效率高，可設計性強等優點而被廣泛應用。

在該E類拓撲結構圖中，電感L1為電路提供直流偏置，電容C1為外加電容和晶體管寄生電容之和，電感L2和電容C2構成濾波諧振網絡，該諧振網絡諧振頻率為2.4GHz。RL為從晶體管獲得最大功率的最佳匹配負載。E類射頻功率放大器由單個晶體管和負載匹配網絡組成，在激勵信號的作用下，晶體管工作在開關狀態，當晶體管閉合時，晶體管漏端的電壓由晶體管本身決定，即由其自身的導通電阻決定，當晶體管斷開時，晶體管漏端的電壓波形由其后端的負載網絡的瞬態響應所決定。圖2為理想E類功率放大器兩端電壓、電流的波形圖。

為了使該功率放大器的效率達到100%，該功率放大器的瞬態響應網絡應該滿足以下三個條件：

（1）晶體管導通時，晶體管兩端的電壓必須為零，即晶體管的瞬態響應網絡應在晶體管導通之前，完成電荷的釋放；

（2）當晶體管截止時，晶體管兩端的電壓必須等晶體管完全截止后才開始上升；

（3）晶體管導通時，晶體管兩端電壓的導數為零。只有這樣，流過晶體管的電壓和電流才不會發生重疊，從而保證其100%的效率。根據以上三點，可以列出微分方程。通過對微分方程進行解析，可以得出E類功率放大器負載網絡各元器件的具體參數，具體的推倒過程文獻[1]已經列出。其各元器件參數的方程為：

其中，Pout為電路設計者需要功率放大器輸出的功率，QL為串聯諧振網絡的品質因子。

3 存在的問題和解決的方法

由于功率放大器輸出的是功率，且開關類的功率放大器和一般線性類功率放大器相比，晶體管的狀態完全不一樣，開關管工作在開關狀態，所以對于驅動開關管的信號幅度必須足夠大，這樣才能使晶體管充分的開啟和關閉。如圖1所示，開關管一般都是通過一個電感直接接電源，所以為了保證可以充分驅動開關管，前級電路必須可以提供一個從0V到電源電壓的驅動信號。其次，為了使該功率放大器的飽和輸出功率盡量的高，以提高其漏極效率和功率附加效率，本設計采用了偽差分電路設計，使得飽和輸出功率比單端增加了3dB，由于最佳負載是根據理論公式計算出來的，應該用負載牽引法，獲得最佳負載，從而獲得最大輸出功率。

3.1 反相器驅動電路設計

由于驅動電路必須可以提供從0伏到電源電壓的滿擺幅信號，因為在射頻前端中，功率放大器的前級電路是一個上變頻電路，上變頻電路的輸出信號幅度非常微弱，所以必須加驅動電路才能驅動開關管，如果采用一般的放大器電路，很難輸出一個滿擺幅的信號，綜合考慮本設計決定采用反相器級聯輸出方波信號的方式來解決該題。

圖3為反相器驅動的電路圖，該驅動電路由六個晶體管、兩個電阻、一個電容組成；其中電阻R1、R2用于為第一、第二個反相器提供直流偏置，第三級反相器的輸出端直接接需要驅動的開關管，C1為交流耦合電容。首先調整第一級反相器的參數，使得第一級反相器的靜態輸出為低電平，然后依次調整第二、第三級反向器的參數，使第二級靜態輸出為高電平，第三級靜態輸出為低電平，從而使后端的開關管靜態偏置在截止狀態。第一、第二、第三級反相器晶體管的尺寸按一定的比例增加，每一級反相器中PMOS管的寬長比應是NMOS管寬長比的倍數。使得級聯反相器能夠很好的輸出方波波形，驅動后面的晶體管。

3.2 差分電路設設計

本設計采用了如圖4所示的差分結構電路圖，在該差分結構電路中，各名稱相同的器件均為參數相同的器件，該差分結構電路由兩個參數完全相同的單端電路組成。輸入為差模電壓，任意時刻總是一個管子導通，一個管子截止。所以每一個周期電流兩次釋放到襯底，由此引起的耦合電流的頻率變為信號頻率的2倍，有利于減小襯底耦合給電路的干擾，其次在相同的電源電壓和輸出功率條件下，每個晶體管在差分結構中比在單端結構中承受的最大電流要小，如果在相同的電源電壓和電流下，差分結構比單端的輸出功率要高。

4 電路仿真結果與分析

5 結束語

E類射頻功率放大器是高效率的功率放大器，一直以來備受關注。本文對E類放大器的原理進行了簡單的介紹，對相關器件參數方程進行了推倒，設計出了功率放大器的驅動電路，采用偽差分的電路結構，提高了功放的飽和輸出功率的功率附加效率。榘E類功率放大器運用于高效率的平臺提供了參考。

參考文獻

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作者簡介

朱啟文（1990-），男，貴州省貴陽市人。現為貴州大學大數據學院在讀碩士研究生。主要研究方向為射頻集成電路方向。

作者單位

貴州大學貴州省微納電子與軟件技術重點實驗室 貴州省貴陽市 550025

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關鍵詞：Proteus 丙類功率放大 仿真

1.引言

根據放大器中晶體管工作狀態的不同或晶體管集電極電流導通角θ的范圍，可分為甲類、甲乙類、乙類、丙類及丁類等不同類型的功率放大器。電流導通角越小，放大器的效率越高，丙類功率放大器的導通角θ < 9O0，其效率可達85% ，所以高頻功率放大器一般選擇丙類工作狀態。本文利用Proteus軟件對丙類功率放大器電路進行仿真，通過仿真結果與理論相對照方式加深對高頻丙類功率放大器電路的理解。

2. Proteus簡介

Proteus嵌入式系統仿真與開發平臺是由英國Labcenter公司開發的，是目前世界上最先進最完善的電路設計與仿真平臺之一。Proteus軟件可以對模擬電路、數字電路、模數混合電路、單片機及元器件進行系統仿真。

Proteus軟件提供了豐富的測試信號用于電路測試。對電路系統的教學，學生的實驗、課程設計、畢業設計、電子設計競賽等都有很大的幫助。通過動態器件如電機、LED、LCD開關等，配合系統配置的虛擬儀器如示波器、邏輯分析儀等，可以實時看到運行后的輸入輸出的效果。

3.丙類功率放大器的基本理論

圖1是丙類諧振功率放大器的原理電路，L、C組成并聯諧振回路，作為集電極負載回路，負載回路既可以實現選頻濾波的功能，又實現阻抗匹配。放大器的工作狀態由偏置電壓VBB的大小決定，當VBB

3.1工作原理

若激勵電壓Us=Umcosωt ，且VBB

uBE= VBB +Us = VBB + Umcosωt

電路的工作波形如圖 2所示。晶體管的集電極電流ic為周期性的余弦脈沖。實際上工作在丙類狀態的晶體管各極電流ib、ic、ie均為周期性余弦脈沖，均可以展開為傅立葉級數。

其中ic的傅立葉級數展開式為： ic= Ico+Ic1mcosωt+ Ic2mcos2ωt+……

式中Ico、Ic1m、Ic2m、Icnm分別為集電極電流的直流分量、基波分量、以及各高次諧波分量的振幅。

其中

αo（θ）、α1（θ）…αn（θ）為余弦脈沖分解系數，圖3給出了導通角與各分解系數αo（θ）、α1（θ）…αn（θ） 的關系曲線。

圖3 余弦脈沖電流分解系數 圖4 諧振放大器各極電壓、電流波形

由圖可清楚地看到各次諧波分量隨導通角θ變化的趨勢。諧波次數越高，振幅就越小。因此，在諧振功率放大器中只需研究直流功率與基波功率。

顯然，只要知道電流脈沖的最大值icmax和導通角θ就可以計算Ico、Ic1m、Ic2m…Icnm。

當LC回路諧振于ω時，在LC回路兩端得到最大的輸出電壓，

即：Uc=Vcmcosωt= Ic1mR∑cosωt，R∑為回路等效總電阻。

丙類諧振功率放大器的電流、電壓波形如圖4所示。

結論：丙類諧振功率放大器，流過晶體管的各極電流均為余弦脈沖，但利用諧振回路的選頻作用，其輸出電壓仍能反映輸入電壓的變化規律，即輸出信號基本上是不失真的余弦信號，實現線性放大的功能。

4.1仿真電路結構分析

丙類功率放大器電路如圖5所示。輸入信號V1和偏壓VBB疊加，當疊加電壓大于Q的BE級之間的導通電壓后，則Q導通。輸入信號的幅度為600mv，根據丙類功率放大電路的要求，當VBB=0.2v時，三極管Q的導通時間小于半個周期。L、C組成諧振回路。

圖5 丙類功率放大器

4.2 輸入與輸出信號關系

由理論可知，處于丙類工作狀態的三極管集電極電流波形為余弦脈沖，但在實驗中難于觀察到集電極電流波形，利用ic≈ie，ue=Re×ie的關系，我們通過測量ue的波形，就可以知道集電極電流ic的波形，同時觀測輸出負載的波形應為正弦波。輸入信號頻率取 （L、C回路諧振頻率），Q集電極獲得最大的輸出電壓，三極管Q各電極的波形如圖6所示。

a、 丙類功率放大器波形檢測圖 b、三極管基極波形

c、三極管發射極波形 d、三極管集電極波形

圖6 三極管Q各電極的波形

5.結論

本文利用Proteus 對高頻丙類功率放大器進行了仿真分析，給出了三極管各電極的仿真分析波形，對高頻丙類功率放大器的設計及制作調試有一定的指導意義；Proteus 仿真分析能夠作為高頻電子電路的分析、設計的一種輔助工具。

參考文獻

[1]周潤景，張麗娜，劉印群 PROTEUS入門實用教程【M】.北京：機械工業出版社 2007

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關鍵詞： 巨磁阻； 隔離放大器； 線性度要求； 共模抑制比

中圖分類號： TN722?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）22?0108?04

0 引 言

在工業控制、高壓測量及醫療設備等應用中，出于安全性的考慮，有必要在信號傳輸的過程中引入電氣隔離，以達到減小各設備地線之間電氣特性的相互影響及干擾噪聲的目的。根據所需傳輸信號的類型，可將隔離器分為模擬信號隔離器和數字信號隔離器[1]。其中，數字信號隔離器具有抗干擾能力強、結構簡單及功耗低等特點，用做二進制信號或邏輯電平信號的隔離。模擬信號隔離器是用來隔離隨時間連續變化的模擬信號。一般地，傳感器的輸出幾乎都是微弱的模擬信號，因此，在模擬信號隔離之前要先對其進行放大。隔離放大器是一種高共模抑制比的低噪聲放大電路，其比較適用于輸入模擬信號與數據采集系統之間的隔離。

在隔離器設計相應的放大電路，就構成了隔離放大器。常見的隔離放大器有變壓器隔離、電容隔離和光電隔離三種類型。其中，變壓器隔離放大器有如美國ADI公司的AD202，電容隔離放大器如BURR BROWN公司的ISO122，它們都需要外加調制解調電路模塊，使其結構變得復雜，而光電隔離放大器線性度較差及傳輸速率較低。

美國NVE公司在1998年最先推出單片式GMR隔離器[2]，采用的是線圈產生磁場來實現隔離耦合，但只應用于數字信號隔離領域。國內GMR技術發展還處于起步時期，基于GMR技術的隔離器研究尚未成熟。在此，本文設計了一種自旋閥GMR隔離放大器，適用于微弱的模擬信號隔離，具有靈敏度高、線性度好及結構簡單等特點。

1 巨磁阻隔離放大器基本原理

巨磁阻隔離器是基于巨磁阻（GMR）效應的一種隔離器，所謂的巨磁阻效應，即指磁性材料的電阻率在有外磁場作用時較之無外磁場作用時存在巨大變化的現象[3]。如圖1所示，輸入電壓信號經過隔離器前端V/I放大及轉換電路，輸出的電流流過線圈產生與電流大小成正比的磁場，磁場被GMR傳感器感應接收，電橋將輸出與磁場強度成線性的電壓信號，最后通過接收電路進行放大與噪聲抑制，提供給后續電路處理。信號在整個隔離與傳輸的過程中，始終保持著完整的線性。

在圖1的GMR隔離器結構中，位于底端的惠斯通電橋采用的是自旋閥GMR傳感器，它具有較大的GMR效應、較低的飽和場、較高的靈敏度及較好的線性度[4]；隔離柵為數十微米厚的聚合物或氮化硅高絕緣介電薄膜，可耐壓3 000～6 000 V；處在隔離柵上面的螺旋矩形平面線圈，其電流方向相反的兩個部分分別正對應下方電橋的兩對角位上的巨磁電阻，線圈產生的磁場透過隔離柵，改變兩對角位上的電阻的電阻態，使一個對角位上的兩電阻同時為高阻態（低阻態），而另一個對角位上的兩電阻同時為低阻態（高阻態）[5]。

根據文獻[6]中線圈的設計尺寸，線圈效率（即穿過隔離柵在GMR電橋上產生的磁場強度與流過輸入線圈的電流比值[7]）為1.7 Oe/mA。當流過線圈的電流為-10～10 mA時，電橋輸出電壓的線性誤差小于0.05%，靈敏度達到[7]1.27 mV/V·mA。

2 電路設計與分析

圖1中自旋閥GMR隔離放大器整體結構包括輸入級、隔離級和輸出級三部分。本文主要設計的是輸入級的V/I轉換電路和輸出級后端接收電路，并對各電路進行各種參數仿真及驗證。

2.1 V/I轉換放大電路

由于傳感器輸出的大多是微弱的模擬電壓信號，因此在輸入隔離器線圈之前，需要對其進行放大和V/I轉換，其轉換電路如圖2所示[8]。它是將輸入的電壓信號轉換成滿足一定關系的電流信號，在一定的負載變化范圍內輸出電流能夠保持穩定（與負載無關），即具有恒流源特性[8]。

為了降低功耗和保證輸出良好的線性度，本電路將輸入幅值為0～5 V的電壓信號轉換為0～10 mA的電流信號。設放大器A的同相端電壓為V+，反相端電壓為V-，晶體管Q1的基極電流為Ib，流過負載RL的電流為Io，根據晶體管Q1三端電流關系得到：

滿足式（3）的前提條件是A必須為理想運算放大器，即要求其具有無窮大的開環增益、高輸入阻抗、低輸出電阻及高共模抑制比等，本運算放大器采用的是簡單兩級放大電路，如圖3所示。

簡單兩級運算放大器輸入共模范圍和輸出擺幅大及增益高，但頻率特性差、增益帶寬小和速度慢[9]。給出一定偏置電流，在功耗的要求范圍內按照最優比例分配兩級之間的電流，合理設計每個管子的尺寸，得到設計要求的增益、單位增益帶寬及相位裕度等指標參數。

2.2 接收放大電路

由于V/I轉換電路中運算放大器因為負反饋作用，使得同相端和反相端的輸入電阻不相等或不匹配，導致電路的共模抑制能力很差。為了有效抑制前端電路輸出的共模信號，并實現對隔離器輸出信號進行放大，儀表放大器是最佳選擇。它是一種經過優化處理的精密差分電壓放大電路，常用在惡劣環境條件下的數據采集系統中。其主要特點有：共模抑制比高、線性誤差低、輸入阻抗高、噪聲低及穩定性好等特點[10]。它與一般運算放大器不同的是，運算放大器閉環增益是由其反相輸入端和輸出端之間連接的外部電阻決定，而儀表放大器則是由與輸入端隔離的內部反饋電阻決定[10]，根據這個特點，本文設計了一種放大倍數可調節的儀表放大器，如圖4所示。

由式（6）可知，只要確定R，R3和R4的值，就可以通過調節RG的阻值來改變電壓增益。但是，R3和R5與R4和R6盡可能要做到嚴格的相等和匹配，否則會影響共模抑制比，降低儀表放大器的抗干擾能力[11]。

3 電路仿真及結果分析

本電路的設計是基于CSMC 0.5 μm混合信號工藝，利用Tanner集成電路設計軟件進行電路編輯和仿真及驗證，各項參數仿真結果基本達到設計要求。

3.1 運算放大器A仿真

設計產生10 μA電流的偏置電路，在電源電壓為5 V條件下，經過反復的仿真與調試，得到運算放大器開環頻率響應特性曲線如圖5所示。其開環增益87.6 dB，單位增益帶寬50 MHz，相位裕度62°，功耗0.945 mW。

3.2 電壓電流轉換電路仿真

由式（4）可知，V/I轉換電路輸出電流與輸入電壓成正比，與電阻RW成反比。圖2中運算放大器反相端電壓被鉗位在電阻RW的上端，又由于運算放大器輸出擺幅為1.3～4.7 V，晶體管Q1的基極?射極電壓為0.75 V，所以運算放大器反相端電壓不能完全跟隨輸入電壓。要實現把0～5 V范圍的電壓變為0～10 mA范圍的電流，實際上是將0.55～3.9 V的電壓轉變為1.4～10 mA的電流。

經過仿真調試，確定電阻RW為355 Ω，其電壓電流轉換特性曲線如圖6所示，其中（a）～（c）分別為輸入電壓、運放反相端電壓和流過負載的電流。

3.3 儀表放大器仿真

由式（6）看出，若R3=R4，R為一確定值，那么儀表放大器的輸出電壓就只與反饋電阻RG有關，因此，合理調節RG阻值大小，就能改變電壓放大倍數。在這里，取R=19.9 kΩ，R3=R4=100 kΩ，Vref=2.5 V，電阻RG的調節范圍為200 Ω至無窮大，因此輸出電壓增益范圍為1～200倍，當RG=3.98 kΩ時，增益為11，其輸入/輸出曲線如圖7所示。

當RG∞時，即放大倍數為1時，其共模抑制比為73 dB；當RG=200 Ω時，放大倍數為200，其共模抑制比為118 dB。

3.4 整體仿真

由文獻[7]中的圖7可知，當流過線圈的掃描電流為-10～10 mA時，電橋上的輸出電壓隨電流變化成直線關系，但有約2 mV的失調電壓，電橋輸出電壓與流過線圈中的電流的線性比例系數大約為3.8（V/A）。根據隔離器的電壓電流的線性關系，本文利用Tanner軟件中的CCVS_H_Element Spice單元，通過設置輸入控制命令Vctrl和輸出電壓與控制電流的線性比例系數K值，便可以模擬得到滿足要求的自旋閥GMR隔離器。這里將Vctrl控制端口名設置為圖2中的Vcc（此Vcc不能與總電源電壓命名相同），比例系數K設為3.8，CCVS_H_Element的兩輸出端接到儀表放大器兩輸入端，設定儀表放大器的放大倍數為50。對整個電路進行瞬態仿真，輸入信號頻率為100 kHz，其仿真波形如圖8和圖9所示。由于圖2中電阻RW的限幅作用，波形有失真現象。

4 結 語

本文設計了一種自旋閥GMR隔離放大器，其具有靈敏度高、線性度好及抗干擾能力強等特點。在CSMC 0.5 μm混合信號工藝及5 V電源電壓條件下，對隔離器前后放大電路及整體電路進行各種參數仿真，均基本滿足設計要求。由于本設計還處于仿真階段，因此還需要大量時間對每個電路模塊作進一步的優化設計。

參考文獻

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