電壓比較器范文
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篇1
電壓比較器是集成運算放大器非線性應用的基礎電路。它可將模擬信號轉換成二值信號,即只有高電平和低電平兩種狀態的離散信號。因此,可用電壓比較器作用模擬電路和數字電路的接口。它是對輸入信號進行鑒幅與比較的電路,是組成非正弦波發生電路的基本單元電路,在測量和控制系統中得到廣泛應用。
集成電壓比較器是一種專用的運算放大器。它雖比集成運放的開環增益低,失調電壓大,共模抑制比小;但其響應速度快,傳輸延遲時間短,而且一般不需外加限幅電路就可直接驅動TTL和CMOS等數字集成電路。有些芯片負載能力強,可直接驅動繼電器或指示燈。
圖1LM339象限比較器引腳排列
常用集成電壓比較器有LM311、LM339、LM119等。LM339是一種價格低廉單電源四比較器,又稱象限比較器。如圖1為LM339象限比較器引腳排列。LM339集成塊內部裝有四個獨立的電壓比較器,該電壓比較器主要有以下幾個特點:失調電壓小,典型值為2mV;電源電壓范圍寬,單電源為2~36V,雙電源電壓為±1V~±18V;對比較信號源的內阻限制較寬;共模范圍很大,為0~(Ucc-1.5V)V;差動輸入電壓范圍較大,大到可以等于電源電壓;輸出端電位可靈活方便地選用。表1為LM339各引腳電壓。
表1LM339各引腳電壓
LM339類似于增益不可調的運算放大器。每個比較器有兩個輸入端和一個輸出端。兩個輸入端一個稱為同相輸入端,用“+”表示,另一個稱為反相輸入端,用“-”表示。用作比較兩個電壓時,任意一個輸入端加一個固定電壓做參考電壓,另一端加一個待比較的信號電壓。當“+”端電壓高于“-”端時,輸出管截止,相當于輸出端開路。當“-”端電壓高于“+”端時,輸出管飽和,相當于輸出端接低電位。兩個輸入端電壓差別大于10mV就能確保輸出能從一種狀態可靠地轉換到另一種狀態,因此,把LM339用在弱信號檢測等場合比較理想。
LM339集電極開路輸出。使用時應通過上拉電阻Rc接電源Vcc。Rc選5.1KΩ左右。工作電壓范圍2~36V,它的電壓輸入范圍為0~(Vcc-1.5)V。本文設計一個12V汽車蓄電池電壓過電壓、欠電壓告警電路,當蓄電池電壓大于13V時和低于10V時,各由一個發光二極管LED發光告警。為使電路可靠,本設計選用LM339電壓比較器。
設計任務中電路為電平檢測器,可用兩比較器組成一個欠壓告警電路和一個過電壓告警電路。為降低成本,比較器的參考電壓采用一個兩比較器共用的高穩定度的集成電壓基準源供兩比較器共用。為此采用電路如圖2所示。
電路中A1組成過電壓檢測器,A2組成欠電壓檢測電路。VZ提供參考電壓建立穩定閾值電壓,R3為VZ偏置限流電阻。VZ選用LM385-2.5集成電壓基準電壓源。其電壓溫度系數為20×16-6/0C,動態電阻為0.6Ω,工作電流IR≈1mA,UREF=2.5V。
R3=(12-2.5)V1mA=9.5KΩ
圖2汽車蓄電池過壓欠壓告警電路
選E24系列電阻,取標稱值.
A1組成的過電壓檢測電路,為單值比較器,閾值電壓UTH=2.5V,即當時R11=2.5V比較器翻轉。當蓄電池電壓低于13V時,UR11
UTH1=R11R11+R12×13V=2.5V
設R11選用E96系列10.0KΩ電阻,代入上式可算得R12=42KΩ,選標稱值為42.2KΩ。
發光二極管選用工作電IF=2mA流,正向電壓為1.8V的HLMP-4700發光二極管。則限流電阻R14由下式估算
R14=(13-1.8)V2mA=5.6KΩ
取E24系列5.6KΩ金屬膜電阻。
A2組成欠電壓檢測電路,當UR21
R14=(10-1.8)V2mA=4.1KΩ
選E24系列3.9KΩ。
UHT=R21R21+R22×10V=2.5V
設R21選E96系列10.0KΩ,代入上式可求得R22=30KΩ,選E96系列取標稱值30.1KΩ電阻。
篇2
關鍵詞:電子式電壓互感器;檢測電壓原理;光學電壓互感器
中圖分類號:F416.61 文獻標識碼A
電子式電壓互感器從檢測原理上大致可分兩類:檢測電壓型和檢測電流型。檢測電壓型EVT包括:電容分壓型(ECVT)、電阻分壓型(ERVT)以及光學電壓互感器(OVT),即Pockels電光效應型OVT和逆壓電效應型OVT。本文通過分析比較上述各種電子式電壓互感器的原理及特點,分別總結了各種原理的優缺點及對電壓互感器特性的影響因素,最后提出在設計過程中應該注意的問題及減小影響的措施。
1 電子式電壓互感器通用結構
根據國際電工委員會(IEC)的標準定義[1],電子式電壓互感器的通用結構由一次部分、二次部分和傳輸系統構成,如圖1所示。P1、P2是一次輸入端,根據不同的檢測原理可以是電壓輸入或者是電流輸入。傳輸系統可以選擇電纜或者光纜,在數字化變電站中,選擇光纖是比較理想的。保留模擬量的二次輸出為S1、S2,是為了與傳統的計量或者保護裝置對接。
根據一次傳感原理和傳輸系統的不同組合,EVT通用結構的一次部分有些地方可以省略,而二次部分的各個環節卻不受影響。例如,光學電壓互感器,由于光纖傳輸可以直接將光測量信號傳送出去,就不需要一次轉換器,也無需一次電源了。將來,隨著二次設備數字化進程的不斷深入,二次轉換器模擬接口也會逐漸取消。
圖1 EVT通用結構
2 檢測電壓型電子式電壓互感器
2.1 電容分壓型電子式電壓互感器
電容分壓型電子式電壓互感器,采用電容器作為傳感器,雖然不同廠家設計的傳感器在組成結構上略有差別[2-7],但是大體上可用圖2來表示ECVT的原理結構,圖中略去了高、低壓側電子部件的電源。
圖2 ECVT原理結構圖
上圖傳感器中二次分壓環節有用電阻分壓的,也有利用電容分壓的。當在低壓臂電容C2側并聯一電,且其阻值R滿足1/Rω(C1+C2)(ω是被測電壓的角頻率)時,傳感器輸出的是被測信號的微分,需要在微機處理中進行數字積分還原出被測量。
ECVT綜合了電容式電壓互感器(CVT)和OVT的各自優點,易于實現,是目前EVT的主流產品。但是也存在以下缺點:
1). 其測量準確度受雜散電容和電容溫度系數影響,在設計時一般選用低溫度系數電容并在互感器高壓部分安裝屏蔽罩的措施來消除或減小雜散電容的影響。
2). ECVT存在暫態測量誤差問題,主要是俘獲電荷現象和高壓側出口短路。以俘獲電荷現象為例加以說明,當線路斷開時,線路等效電容C上的電荷可能被ECVT電容分壓器所俘獲,如圖3所示。俘獲電荷量的多少取決于斷開線路時電壓的瞬時值,C2可經所接設備的等效并聯電阻R放電,而C1保存的電荷Q較難泄放,當線路重新接入時線路經電網的低直流阻抗立即放電,迫使C1的電荷轉移到C2,使C2充電到二次電壓輸出值上,并按時間常數RC2做衰減,R值越大,衰減越慢,誤差持續越久。
3). ECVT在拉合隔離開關過程中可能出現EVT二次電壓偏高[8],引起的原因是由于低壓臂并聯等效電阻阻值過大,造成電容殘余電荷累積很難泄放所致。因此,在ECVT設計中要特別注意低壓臂并聯等效電阻阻值。
2.2 電阻分壓型電子式電壓互感器
電阻分壓型電子式電壓互感器ERVT與電容分壓型電子式電壓互感器主要區別于傳感器上,其采用精密電阻分壓器作為傳感元件[9],傳感部分技術成熟,測量準確度高,但受電阻功率和絕緣的限制主要應用于10kV和35kV等級的中低壓配電領域。圖4是ERVT傳感器原理結構圖。
圖3 ECVT俘獲電荷現象簡圖
圖4 ERVT傳感器原理結構圖
電阻分壓器由高壓臂電阻R1、低壓臂電阻R2和過電壓保護的氣體放電管S構成,其測量品質主要受電阻特性和雜散電容影響。10kV和35kV電壓等級主要選用高穩定性的厚膜電阻作為分壓器的高低壓臂電阻。為了抑制雜散電容的影響,與ECVT一樣,要安裝屏蔽罩改善分壓器電場分布。
2.3 光學電壓互感器
光學電壓互感器從原理上分基于Pockels電光效應的OVT和基于逆壓電效應的OVT。但兩者都是利用了光學晶體在電場作用時某些能夠反映電場強度大小的物理量的變化值,而求得電場強度進而求出電壓的。如Pockels電光效應是說,當光通過在外加電場作用下的電光晶體時,會發生雙折射,且雙折射兩光波的相位差與電場強度成正比,如果電場經過晶體的距離固定,則與作用在晶體上的電壓也成正比。而逆壓電效應是指,當壓電晶體受到外加電場的作用時會發生應變,將之轉化為光信號的調制并檢測光信號,則可實現電場(或電壓)的光學傳感。圖5和圖6分別是這兩種OVT傳感器的原理結構圖。
圖5 基于Pockels效應的OVT工作原理圖
圖6 基于逆壓電效應的OVT工作原理圖
以上兩圖直觀的反映了兩種OVT的工作原理。BGO是一種具有Pockels電光效應又無自然雙折射、無旋光性和無熱釋電效應的理想電壓敏感材料,所以一般采用BGO作為電光晶體。而石英晶體是壓電晶體,當沿圓柱形石英晶體X軸施加交變電壓時,就會在Y軸產生交變的壓電應變,從而使圓柱晶體周長發生變化,這個壓電形變由纏繞在晶體表面的橢圓芯的雙模光纖來檢測,反映為光纖的兩種空間模式(即LP01和LP11偶模)在傳播中形成的光相位差。
與分壓型的EVT相比較,光學電壓互感器最大的優點是從原理上保證了優良的測量品質,即動態范圍大、測量精度高。因此,OVT長期以來受到業界的充分關注。但是,由于復雜的生產工藝以及受光功率波動、溫度變化對其測量精度影響而帶來的長期運行的可靠性與穩定性問題,OVT的實用化和產業化一直受阻。
3 結語
本文對各種原理的電子式電壓互感器進行討論,可得出以下主要結論:
(1)ECVT是目前電子式電壓互感器的主流產品,但其暫態測量準確度有待提高;
(2)ERVT受電阻功率和絕緣限制而不能應用在更高電壓等級;
(3)OVT從傳感原理上保證了其具有優良的測量品質,但復雜的生產工藝,易受光功率波動、溫度變化影響的測量精度以及采用光纖傳輸對其簡化絕緣降低成本的微弱效果,使其實用化進程緩慢;
參考文獻:
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篇3
關鍵詞 電子書 電子借閱 澳大利亞
分類號 G259.611
DOI 10.16810/ki.1672-514X.2016.10.021
Study on Comparison of Ebooks and Elending in Australian Public Libraries 2015
Shu Rui
Abstract In June 2015, Australian Public Library Alliance of Australian Library and Information Association(ALIA)issued a survey Comparison of Ebooks and Elending in Australian Public Libraries 2015. By compiling the background, content and key findings of the survey, this paper summarizes what Chinese public libraries can learn from its experience in the provision of ebooks and elending services.
Keywords Ebook. Elending. Australia.
信息時代電子書已成為公共圖書館借閱服務的重要組成部分,在引進數字資源和提供相應服務的同時,圖書館的預算、設備、館藏、用戶培訓等各方面都發生了變化,面臨重大挑戰和機遇。2012―2015年間,國內相關研究以英美公共圖書館電子書借閱服務的啟示與思考研究為主,發表關于公共圖書館電子書資源建設及借閱服務的論文共計12篇。對國外公共圖書館電子書借閱服務實踐的研究,有助于我們從中汲取經驗,加快我國公共圖書館電子書借閱服務建設。因此,筆者將澳大利亞圖書館與信息協會公共圖書館聯盟的《澳大利亞公共圖書館電子書及其借閱比較(2015年)》的主要結論進行了編譯,并總結其對我國公共圖書館在提供電子書借閱服務上的有益啟示,以期為業界提供參考。
1 澳大利亞電子書和電子借閱比較(2015年)
1.1 提出背景
澳大利亞圖書館與信息協會公共圖書館聯盟由各州公共圖書館協會、境內及塔斯馬尼亞州地區代表組成[1]。澳大利亞圖書館與信息協會通過立法明確公共圖書館聯盟的職責,并使其在日常活動中發揮充分作用。該聯盟曾于2014年《澳大利亞公共圖書館電子書及其借閱2013―2014年比較》[2],此項調查將研究拓展至電子書領域,并與出版業合作,從國家層面探索和解決各地的發行商和平臺提供商關于公共圖書館電子借閱的問題。2015年報告《澳大利亞公共圖書館電子書及其借閱比較(2015年)》[3],繼續跟蹤電子書和電子借閱所面臨的挑戰。報告數據來源為澳大利亞公共圖書館2013年1月,2014年5月和2015年5月的即時數據,2013年的調查通過互聯網接入公共圖書館完成,而2014年和2015年的調查是獨立的,調查報告由澳大利亞圖書館與信息協會公共圖書館聯盟制作完成。
1.2 研究內容
調查數據來自澳大利亞各地1500個公共圖書館,2013年的應答率約為50%,2014年約占總量的三分之一,2015年為28%。公共圖書館聯盟將這種回復數量下降的原因歸結為,對大多數藏書“照舊”的公共圖書館而言,電子書已成為一個新穎但有點麻煩的館藏元素。
參考2013年1月的研究數據,69%的公共圖書館提供電子書借閱,而電子書借閱服務滯后的原因歸結于預算限制(76%)、技術問題(54%)、許可限制(39%)和內容不足(32%)。
2015年的調查將繼續圍繞電子書的擁有率、借閱量和資源內容展開。同時,公共圖書館聯盟首次就其他形式的電子借閱如電子期刊、電子音樂、電影下載、音頻書籍、電子漫畫、在線語言學習和電子報紙等內容進行了調研。
1.3 調查結果
2015年的調查結果顯示,幾乎所有的澳大利亞公共圖書館都有電子書。電子書的擁有率從2013年的69%攀升至2014年97%,到2015年達到99%。2015年,電子書平均占每個公共圖書館館藏的3.5%。
電子書借閱量有所上升,但仍只占借閱總量的一小部分。76%的公共圖書館,電子書借閱量在1%至5%之間,20%的公共圖書館借閱量低于1%,而4%的公共圖書館擁有超過5%的借閱量。在2014年,預算限制和內容不足仍然是3%的圖書館未能提供電子書借閱的主要原因。直到2015年,預算限制仍然是1%的圖書館無法提供電子書借閱的首要原因。
88%的圖書館將電子書編入了書目目錄,但只有44%的圖書館在目錄中直接提供電子書。除了書籍,電子期刊在95%的圖書館中可獲取,同時,音樂、電影下載和音頻書籍分別在69%、37%和26%的圖書館中可獲取。預算限制被認為是無法提供更多電子資源的主要原因。
2013年至2015年間,雖然書目內容的可用性已經提高,但大多數圖書館所能提供的電子書和數字內容仍然差強人意。如今,60%的圖書館使用兩種或更多的電子書商,而2013年僅為33%。
電子閱讀設備的外借數量保持在相對穩定的24%。技能培訓在公共圖書館有所增加,62%的圖書館表示大部分或全體員工應熟悉電子書和電子書閱讀器。
2 對我國公共圖書館的啟示
通過對《澳大利亞公共圖書館電子書及其借閱比較(2015年)》報告的整理編譯,可以發現,澳大利亞圖書館在電子書及其借閱服務發展過程中,圍繞電子書內容的購置、管理和服務的探索,筆者現就電子書的可持續發展、內容資源和借閱平臺三方面談談對我國公共圖書館電子資源建設及電子圖書服務帶來的啟示。
2.1 制定電子書發展規劃
一直以來,圖書館的服務創新與館藏建設總是受到經費的制約,圖書館應正確調整傳統館藏及服務在數字環境中的比重,同時,制定合理的發展規劃和策略。我國公共圖書館購書經費中,紙質書的采購經費占絕對比例[4]。因此,一方面應呼吁政府財政支持,加大對電子書資源的經費投入,將電子書資源建設納入館藏發展政策中,對電子書采購經費的比例要做到逐年提高[5]。另一方面,要提升圖書館員的信息服務技能,提升其電子書相關應用知識的能力,在熟練掌握電子閱讀設備操作的基礎上,輔導讀者利用電子書資源,加強電子書資源的宣傳和推廣,培養用戶利用數字資源的習慣。
2.2 整合電子書內容資源
讀者的需求是圖書館服務的決策依據,是圖書館不斷探索信息資源建設和服務的動力[6]。數據表明,澳洲圖書館電子書目數量在過去三年來有所增加,更多的圖書館從多個電子書平臺上購買內容,但多數圖書館對書目的選擇表示欠滿意或不滿意;可供圖書館購買的高質量電子書太少;資源內容有所改進,但在最新暢銷書目推介方面未能取得進展。在電子書借閱量穩步增長的同時,讀者更樂于借閱或訪問感興趣的新內容。美國圖書館協會、美國圖書工業研究會在的題為《公共圖書館的數字內容:用戶如何思考》[7]的研究報告中指出,“關于影響用戶借閱更多電子書的原因,受訪者中34%表示未找到想找的電子書”。所以,公共圖書館在購買電子書時,要充分考慮用戶需求,逐步構建起高質量的電子書資源庫,針對熱點問題和重要學術研究領域,應規劃整合相應的專題電子資源[8]。
2.3 完善電子書借閱平臺
深度集成電子書目技術使用戶訪問越來越方便。在目錄之上建立發現系統,使用戶直接通過目錄獲取他們想要的內容,實現用戶借閱和下載電子書的無縫鏈接,確保借閱過程和下載變得更加精簡是完善電子書借閱平臺的關鍵。因此,圖書館應減少對數字資源集成商的依賴,開發自主管理的電子書借閱平臺,讓讀者的電子借閱過程全部發生在圖書館數字生態系統內[9]。在拓寬電子書資源的覆蓋范圍的同時,還應增加館外訪問資源的數量,利用遠程訪問系統,提高資源的利用率。此外,在服務細節方面應進一步完善,如減少在身份驗證時出錯的情況等。
3 結語
當前,身處信息時代的人們,其閱讀習慣和閱讀方式相較以前都在趨于轉變。面對這一轉變,我國公共圖書館界應當緊跟時代步伐,把電子書作為服務創新的發力點之一,積極探索和開展電子書借閱服務,提高電子書資源的館藏比例,有針對性、特色性的,在自主化基礎上滿足讀者對于電子書的閱讀需求。
參考文獻:
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篇4
關鍵詞 GIS;交流耐壓試
中圖分類號TM92 文獻標識碼A 文章編號 1674-6708(2013)85-0128-02
0引言
自20世紀60年代以來,GIS設備廣泛運行于世界各地。它不僅在高壓、超高壓領域被廣泛應用,在特高壓領域也被使用。與常規敞開式變電站相比,GIS結構緊湊、占地面積小、可靠性高、配置靈活、安裝方便、安全性強、環境適應能力強,維護工作量小,其主要部件的維修間隔不小于20年。但根據有關資料統計,新投運的SF6斷路器和GIS最初一段時間故障率一般高于常規電氣設備,運行幾年后才會有所下降。SF6設備的絕緣事故有2/3都發生在未進行現場耐壓試驗的設備上,可見現場交流耐壓試驗的重要性。
1交流耐壓試驗
1)試驗在SF6氣體額定壓力下進行;
2)對GIS試驗時不包括其中的電磁式電壓互感器及避雷器,但在投運前應對它們進行試驗電壓為Um的5min耐壓試驗;
3)罐式斷路器的耐壓試驗方式:合閘對地;分閘狀態下兩端輪流加壓,另一端接地,建議此項目與局放一起進行;
4)對瓷柱式定開距斷路器只作斷口間耐壓;
5)試驗電壓按出廠試驗電壓的80%;
6)試驗電壓應逐級遞增,先升至相電壓并停15min,再升至線電壓停留3min,然后再升至試驗電壓停留1min,之后再由零升電壓,若能在規定試驗電壓值下耐受停留1min,表示內部雜質或毛刺已清除,交流耐壓試驗通過。
2 GIS現場耐壓試驗的必要性
1.母線;2.隔離開關;3.電流互感器;4.接地開關;5.斷路器;6.隔離開關;7.電壓互感器;8.套管
GIS全部或部分采用SF6氣體作為絕緣介質,并將所有的高壓電器元件密封在接地金屬筒中金屬封閉開關設備。它是由斷路器、母線、隔離開關、電壓互感器、電流互感器、避雷器、母線、套管8 種高壓電器組合而成的高壓配電裝置,全稱為Gas Insulated Substation 。這些設備或部件全部封閉在金屬接地的外殼中,在其內部充有一定壓力的SF6絕緣氣體,故也稱SF6全封閉組合電器。
GIS配電裝置在包裝、運輸、儲存和安裝過程中,或內部的絕緣污染、安裝失誤、設計部件偏差等,都可能發生故障。進行現場常規耐壓試驗可盡早發現這些缺陷,及時進行檢修處理,做到防患于未然。
3 現場交流耐壓試驗的重要性
3.1 發現問題
110kV茶都變電站110kV SF6 GIS生產日期為2007年8月,型號是ZF6—126,編號為20076D,由新東北電氣(沈陽)高壓開關有限公司制造生產。
變電檢修部受基建工程部委托,于2008年9月2日對茶都變110kV SF6封閉式組合電器進行交流耐壓試驗,試驗程序如下:
1)72kV加壓5min;
2)126kV加壓3min;
3)184kV加壓1min。
從沙茶線出線外露導電部分引入電壓,三相設備分相加壓,若無異常現象出現,視為耐壓通過。
當天從C相開始進行試驗,對C相、B相的交流耐壓過程中均無異常現象發生,試驗正常通過。在對A相進行試驗時,電壓加至184kV持續2s時,回路中發生擊穿放電,耐壓試驗設備立即自動分閘斷電。試驗人員當即檢查試驗回路,GIS以外部分的回路中未發現有任何放電痕跡,遂依據有關試驗標準進行重復試驗,以便進行準確判斷。
第一次重復試驗,改從茶寶線出線外露導電部分引入電壓,斷開茶110kV分段開關,電壓加至96kV持續0s時,回路中即發生擊穿放電,初步判斷故障點位于茶 110kVI段母線至茶1號主變進線之間的回路中。
第二次重復試驗,斷開茶110kV分段開關與110kVI段母線之間的刀閘,斷開茶1號主變進線與茶110KVI段母線之間的刀閘,試驗人員分段包干仔細監聽,電壓加至98kV持續0s時,回路中發生擊穿放電。經過大家認真查找,進一步判定故障點位于茶1號主變進線與茶110kVI段母線之間的刀閘至茶110kVI段母線之間一段長度約2m的氣室中。
以上試驗進行中,生產廠家始終在現場參與,對試驗過程完全認可,并同意立即與其公司聯系,盡快安排對茶都變110kVSF6封閉式組合電器交流耐壓試驗中發現的問題進行處理。
3.2 檢查情況
2008年9月9日,星期二,多云,環境溫度26℃,空氣濕度61%。
廠家人員對茶1號主變進線與茶110kVI段母線之間的刀閘至茶110kVI段母線之間一段長度約2m的氣室中進行處理,先用氣體回收車抽掉該段氣室中的SF6氣體,抽至SF6密度繼電器上表壓為零值時,打開該段氣室上的手孔,檢查發現茶1號主變進線與茶110KVI段母線之間的刀閘與茶110kVI段母線連接之間的穿心絕緣子中A、B、C三相靠近氣隔中心一側的表面上均有一段直線距離長約10cm左右的閃絡狀放電痕跡.
綜上所述,GIS設備的現場耐壓試驗是檢查其絕緣性能的一項重要措施。
4故障處理
對于該段氣室中的其余部件檢查未發現異常后,針對此故障部位采取了以下措施:
1)用細砂紙打磨絕緣子表面;
2)用吸塵器吸取該段氣室中的粉塵雜質;
3)用高級面巾紙蘸取丙酮對檢查過的部位進行擦洗;
4)放入烘制過的干燥劑(手孔內有專用部件固定),封閉氣室;
對該段氣室抽真空后重新注入合格的SF6氣體。
5結論
GIS的交流耐壓試驗應嚴格按照GB50150—2006《電氣裝置安裝工程電氣設備交接試驗標準》和DL/T555—94《氣體絕緣金屬封閉電器現場耐壓試驗導則》進行。交流耐壓試驗看似簡單,其實有很多要注意的地方,一定要引起大家的重視。同時,由于交流耐壓是一種破壞性試驗,如有不慎就會對被試品或試驗裝置本身造成傷害。因此,耐壓時要注意對大容量、絕緣裕度低、較貴重的設備進行交流耐壓時,需提前了解試驗設備的容量、試驗電壓,以及采取防止過電壓防范措施,限制波形畸變的措施等。
參考文獻
[1]GB50150-2006.電氣裝置安裝工程電氣設備交接試驗標準.
[2]DL/T555-94.氣體絕緣金屬封閉電器現場耐壓試驗導則.
篇5
關鍵詞:驅動編碼板;自動增益;集成運算放大器;故障原理;解決辦法
中圖分類號:TP342 文獻標識碼:A 文章編號:1009-3044(2013)05-1187-03
1 概述
DX-200發射機和PB200單元是大功率DX中波發射機的最小功率單元,實際上就是一部單機,輸出高(200kW)、中(100kW)、低(50kW)三個等級功率。其驅動級編碼板主要功能是向預驅動級及14塊驅動級放大器模塊提供接通控制信號。驅動級編碼圖利用可編程陣列邏輯器件(PAL),按所需要的輸出點對各個驅動器進行編程。所使用的兩個PAL器件為:左路驅動器(LDRIVER),它是為包括預驅動級在內的左側驅動級列上的驅動器進行編程;右路驅動級(RDRIVER),為右列的各驅動器編程。它還可監測射頻驅動電平以及提供緩沖器、預驅動級和高/低驅動故障檢測和表值信號。
2 工作原理
驅動編碼板輸出信號種類有幾種,當控制器收到開機請求時,驅動級編碼板邏輯電平將使幾塊固定驅動射放、波段開關驅動射放、AGC驅動射放、預驅動射放以及編碼板輸出各驅動射放都接通。接通射頻驅動射放數量是由驅動級電平波段數據、驅動級AGC比較器等信號決定。當開機請求去除時,預驅動級和所有射頻驅動射放都關斷。
射頻驅動電平檢測電路,從射頻分配板來的一個射頻驅動取樣信號加到驅動級輸入電路,這個電路將各個射頻放大器的輸入信號進行模擬處理,電路輸出接到一個驅動整流器上,將射頻信號轉換為一個正比于加到所有射頻放大器去的射頻激勵電平的直流電壓。直流電壓加到一個高驅動電平比較器和一個低驅動電平比較器上。如果射頻驅動電平太高,會由高驅動電平比較器檢測出來,并向控制板發出驅動電平高的故障信號。如果射頻電平太低,會由低驅動電平比較器檢測出來,并向控制器發出驅動電平低的故障信號。
同樣直流電壓還接到四個驅動級AGC比較器上,它們輸出信號是用作驅動級編碼器邏輯電平去控制各AGC驅動射放。這個直流電壓還加到一個取樣緩沖器上,這個緩沖器為驅動多用表電路提供了一個驅動級取樣信號。驅動級自動接通/關斷比較器和驅動級自動選擇開關都安裝在這塊板上,但是在這個組件中都沒使用這兩個功能。
驅動級放大器控制使用兩只為14塊驅動級放大器提供接通和斷開控制電壓的PAL。使用它們是因為在整個頻段有大約21Vp-p的射頻驅動電壓加在所有220塊大臺階和4塊二進制射頻放大器上。驅動射放D1至D7總是處于導通狀態,驅動射放D8至D10是由發射機實際工作的載波頻率決定的,驅動射放D11至D14是AGC系統中的部分。
驅動射放D1~D6控制,無論何時當有+5V電源時,D1~D6的輸出都將為邏輯高電平。這些驅動射放將總是處于導通狀態。驅動射放D7的控制,無論何時當有+5V電源時,D7輸出就為邏輯高電平。這個驅動器將總是處于導通狀態。
驅動射放D8~D10控制,用于外部驅動電平控制的第0位(最低位)和第1位(最高位)驅動電平輸入端由J9端子進入到板上。它們是被連在PAL內部的一個編碼器上,根據輸入的電平來控制驅動器D8~D10。當不使用外部驅動電平控制時,J9-21和J9-23端子被吸收電阻R30保持在高電平上。當輸出端為邏輯高電平時,驅動級射放就接通。
驅動射放D11~D14控制,這些驅動射放都是由從比較器來的AGC0至AGC3輸入端控制。在對這些驅動射放的控制中也使用了發射機開機允許控制和運行狀態(RUN STATRS)兩個輸入端的信號。當功放單元第一次接通時,發射機開機允許控制輸入端為邏輯高電平,運行狀態輸入端也為邏輯高電平。在步進起動過程中,在這點,由或門將D11和D12接通,由與門將D13和D14關斷。在步進起動程序已經使運行接觸器得電后,運行狀態輸入端將變為邏輯低電平。如果幾個AGC輸入端中的任何一個變為邏輯高電平,那么相對應的那個驅動器輸出也變為邏輯高電平,并接通相應的驅動器。當功放單元關斷時,發射機開機允許控制輸入端將為邏輯低電平,所有的驅動器都將關斷。
如圖1自動增益控制圖所示,驅動級電平檢測器,從射頻分配板來的射頻取樣信號加到一個電壓跟隨器上,這個信號可以通過測量TP7的波形和電壓水平測出。驅動級AGC,從TP7來的射頻激勵電平直流電壓接到一個緩沖放大器U20A上并加到由U20C組成的一個差分放大器的一個輸入端上。這個差分放大器的另一個輸入端是一個由R100設置的可調AGC直流電壓。差分放大電路是由兩個晶體管組成的對稱結構放大電路。在理想情況下,兩管的特性及對應電阻元件的參數值都相同,因此,兩管的靜態工作點也必然相同。差分放大電路利用電路參數的對稱性和負反饋作用,有效地穩定靜態工作點,以放大差模信號抑制共模信號為顯著特征,廣泛應用于直接耦合電路和測量電路的輸入級。
U20的10端口輸入電壓的變化范圍,可以通過計算可調電阻的分壓范圍來計算,可調電阻的電壓調節范圍:
[Vmax=15V×(R99+R100)(R99+R100+R98)=15V×(10k+10k)( 10k+10k+10k)=10V]
[Vmin=15V×R99(R99+R100+R98)=15V×10k( 10k+10k+10k)=5V]
輸出信號強度:[Vout=Ad(V1-V2)+Ac×V1+V22][]
其中Ad是差模增益,Ac是共模增益。
在這里Ad=[RfR1]=[47k10k]=4.7
對于完全對稱的差分放大器來說,其Ac = 0,故輸出電壓可以表示為:
輸出信號強度:[Vout=Ad(V1-V2)]=4.7×(V1-V2)
其中V1的變化范圍為Vmin≤V1≤Vmax,V1變化范圍為射頻取樣信號電壓的強度。在這里,集成運算放大器起到通過可調電位器的電阻變化,做到無跳變的調節射頻取樣信號的輸出電壓,而且對差模信號進行放大,使得調節更加靈敏。在整個頻段,這個電位器可以對直流電壓進行調整使加到所有224塊射頻放大器上的射頻激勵大約為21Vp-p。差分放大器輸出又被連到四個電壓比較器上。從TP7來的射頻激勵電平直流電壓(開機實際測量為4.74V,關機為0V)還被加到輸出端子號為AGC0至AGC3的四個比較器同相(+)輸入端。這些比較器反相(-)輸入端作為閥限電壓輸入端,連接到由電阻分壓器提供+2V、+3V、+4V和+5V上。當差分放大器輸入電壓高于每個比較器輸入閥限電平時,比較器輸出將為邏輯高電平。當差分放大器輸入電壓低于每個比較器輸入閥限電平時,比較器輸出將變為邏輯低電平。這四個輸出電平是供右路驅動級的PAL使用,控制著D11至D14 4塊AGC驅動射放。
如果TL074出現故障,影響到整個AGC電路的正常工作,所以必須解決運算放大器的可靠性問題。
3 驅動級電平故障檢測
運算放大器在驅動故障檢測中也發揮著重要的作用,用來比較射頻信號的幅度大小,如果射頻激勵信號的電平電壓升高到基準電壓以上,發出高驅動故障,如果射頻激勵信號的電平低于基準電壓,發出低驅動故障。
從TP7來的射頻激勵電平直流電壓還接到高驅動故障比較器反相(-)輸入端。在TP5處的高驅動故障比較器同相(+)輸入端,由高驅動調整旋鈕R84設置這點的基準電壓。通常同相(+)輸入端電壓比反相(-)輸入端電壓要高,比較器輸出將為邏輯高電平。如果射頻激勵電平直流電壓升高到基準電壓以上,比較器輸出將變為邏輯低電平。這就給接在J3-11控制器發出一個高驅動故障信號低電平信號,就是一個過荷故障。從TP7來的射頻激勵電平直流電壓還被接到低驅動故障比較器同相(+)輸入端。由低驅動調整電位器R86設置比較器反相(-)輸入端,即在TP6處的低驅動電平的基準電壓。通常同相(+)輸入端電壓高于反相(-)輸入端電壓,比較器輸出為邏輯高電平。如果射頻激勵電平直流電壓下降到基準電平以下,比較器輸出將變為低電平。這就給接在J3-13控制器發出一個低驅動故障信號低電平信號,也是一個過荷故障。在功放單元關斷期間,晶體管Q6是用來解除低驅動故障比較器的。當功放單元關斷時,發射機開機允許控制輸入為邏輯低電平,CR3正極由反相器U16A箝位在邏輯高電平上。電容器C36通過一些電阻充電,晶體管導通。晶體管集電極和比較器反相(-)輸入端被箝位在邏輯低電平上,不能再進行低驅動故障檢測。當功放單元接通后,發射機開機允許控制輸入端將變為邏輯高電平。這樣將對二極管進行反相偏置,使得電容器可以通過晶體管Q6基極放電,晶體管慢慢截止,比較器反相(-)輸入端的基準電壓逐漸升高,使低驅動故障比較器工作。這個時延使得在步進起動過程中射頻激勵系統有足夠時間達到正常工作參數值。
驅動射放D7~D14不能被接通,如果這些驅動器中一個或全部都不能被接通,按下列方法檢查:將驅動器測試跳線JP9置于測試位置,測量PAL的D7~D14輸出,如果以上輸出不是都為邏輯高電平,就更換這只PAL,如果輸出都為高電平,測量反相器輸出。在J1所有輸出端應該為-1.4V,如果有一個不是這樣,就要更換這只反相器,如果出現負電壓,檢查J2接頭,并參考驅動級功率合成器故障檢修部分繼續查找,測量加到PAL的AGC信號輸入位置。當功放單元關斷時,所有輸入端都應該是邏輯高電平。如果不是這樣,就要更換U14和U20,將驅動級測試跳線還原到正常位置。在步進起動過程中,測量發射機開機允許控制信號狀態。在功放單元開機時,在J3-1這個輸入應該變為邏輯高電平。
激勵過高檢測,將功放單元關斷,接通低壓,進行下列故障檢查:在本板J3-11上測量輸出電平,測得為邏輯低電平就說明有故障,如果此點為低電平,將J7從板上拔下,再測量輸出電平,如果此點變為高電平了,可能存在接線、功放單元接口或者控制器等故障,如果此點仍為低電平,檢查TP5的電壓。如果這點電壓比TP7要正,(功放單元關斷時TP7應該為0V),那么就更換U17。如果比較器檢查正常,那么可能是驅動級取樣故障,在步進起動期間,檢查輸入端J7射頻驅動分配器的射頻取樣電平,如果這點電壓比正常時要高,檢查驅動器編碼器上的變壓器組件和相應的電路以及取樣連接和連到驅動級編碼器的電纜。
激勵過低檢測,將功放單元關斷,只將低壓接通,進行下列檢測:在本板的J3-13處測量輸出電平,若測得為邏輯低電平就說明有故障,將J7從板上撥下,再測量輸出電平,如果此點變為邏輯高電平了,說明故障存在于接線、功放單元接口或者控制板中,如果輸出為低電平,在步進起動期間進行下列檢查,比較TP7和TP6電壓,TP7應高于TP6電壓。如果是這樣,輸出仍然是低電平,就更換U17,如果比較器檢查正常,那么可能驅動級取樣有問題。跨過輸入端,在步進起動過程中,檢查J7上射頻驅動分配板射頻取樣電平,如果這點電壓比正常值低,檢查驅動編碼板相應電路以及取樣連接的電纜。
4 總結
運算放大器在驅動編碼板中的自動增益控制,故障檢測中起著信號比較處理,控制信號的發出,故障信號的檢測作用,所以在日常的維護和故障處理中,掌握運算放大器工作原理及加大對運算放大器相關的測試點檢測和維護,將故障和異態處理在萌芽中,可減少發射機的故障率,確保設備安全穩定運行。
參考文獻:
[1] 李天德.《廣播電視發送與傳輸維護手冊》DX型大功率中波發射機第4分冊[M]. 北京:國家廣電總局無線電臺管理局,2000.
篇6
關鍵詞:555定時器 觸發 穩態電路
中圖分類號:TN71 文獻標識碼:A 文章編號:1007-9416(2013)08-0061-02
555定時器是一種數字電路與模擬電路相結合的中規模集成電路。該電路使用靈活、方便,只需外接少量阻容元件就可構成單穩態觸發器和多諧振蕩器等,廣泛用于信號的產生、變換、控制與檢測。目前世界上各大電子公司均生產這種產品且都以555命名。
1 555定時器的內部結構
555定時器的內部電路如圖1所示,它由3個阻值相等的電阻串聯構成分壓器、兩個集成運放構成的兩個電壓比較器、一個R-S觸發器和一個NPN型三極管工4部分組成。
2 555定時器的工作原理
各引腳功能如下。
1腳:GND,電源負極,接地。
2腳:,低電平(負脈沖)觸發端。這是內部比較器的反相輸入端。當加在該端的電壓小于1/3VCC時(同相端電壓)時,比較器輸出為“1”,反之輸出為“0”。
3腳:OUT,輸出端。輸出的高電平值略小于電源電壓。
4腳:,復位端。該端有效時,3腳輸出為“0”。
5腳:CO,控制電壓端。它是比較器的反相輸入端(基準電壓端)。若外接附加電阻或電壓,可以改變該基準電壓的大小,否則該端電壓為2/3VCC。不使用該端時接一個約0.01μF的電容到地,以防止干擾由此引入。
6腳:TH,高電平觸發端,又稱高電平復位端。它是比較器C2的同相輸入端,當該端加以大于的電壓(反相輸入端電壓)時,比較器的輸出為“1”。這時若2腳端不加觸發信號(即保持為高電平),那么輸出端為“0”。
7腳:D,放電端,它是內部放電三極管的集電極。當555輸出為低電平時,該三極管有足夠的基極電流注入,可使三極管飽和(集電極接有正確直流回路時)。
8腳:VCC,電源正端。
分壓器為兩個電壓比較器和提供參考電壓。如控制端5懸空,則比較器的參考電壓為,加在同相端;的參考電壓為,加在反相端。
4腳是復位輸入端,當有效時,基本RS觸發器被置“0”,晶體管導通,輸出端3為低電平。正常工作時應無效。
6腳和2腳是信號輸入端。當6腳電壓>2/3VCC,2腳電壓>1/3VCC時,比較器C2輸出高電平,基本RS觸發器被復位置0,晶體管導通,輸出端3為低電平。
當6腳的電壓
當6腳電壓1/3VCC時,基本RS觸發器狀態不變,電路亦保持原狀態不變。
綜上所述,可得555定時器功能,見表1。
3 555定時器的典型應用
(1)單穩態電路
將555電路的7和地之間接上一個電容,如圖2(a)所示,以矩形窄脈沖為輸入它的輸出波形如圖2(b)所示。從曲線可知,接通電源后,電源UDD通過R對電容C充電,當UC充電到≥2UDD/3后,定時器輸出UO翻轉成0,此時放電管導通,使放電端(DIS)接地,電容C通過R對地放電,使UC下降。當UC下降到0后,定時器輸出UO又翻轉成1,此時放電管又截止,使放電端(DIS)不接地,電源UDD通過R又對電容C充電,又使UC從0上升到2UDD/3,觸發器又發生翻轉,如此周而復始,從而在輸出端UO得到連續變化的振蕩脈沖波形。
實際上單穩態觸發器也有兩種狀態:一個是穩態,另一個是暫穩態。當沒有觸發脈沖輸入時,單穩態觸發器處于穩態;當有觸發脈沖時,單穩態觸發器將從穩態變為暫穩態,暫穩態在保持定時間后,能夠自動返回到穩定狀態。必須注意:觸發脈沖必須是窄脈沖,要比暫穩態的時問t還要短。否則觸發作用始終存在,輸出將不會在UC達到2UDD/3時返回低電平。
(2)施密特觸發器型雙穩電路
將555電路的6、2腳并接起來接成只有一個輸入端的觸發器,如圖3(a)所示,以三角波為輸入它的輸出波形如圖3(b)所示。從曲線可知,當輸入電壓從0上升到>2UDD/3后,UO翻轉成0,當輸入電壓從最高值下降到
篇7
設計經HSPICE仿真結果證明有效,并采用013 μm CMOS工藝,分別采用25 V的模擬電源電壓和12 V的數字電源電壓供電,實現10位的精度。芯片面積為480 μm*380 μm,FF case 下功耗為054 mW。實現了超低功耗的ADC的設計。
關鍵詞:模數轉換器;逐次逼近;準差分;比較器;IP核
中圖分類號:TN710 文獻標識碼:B
文章編號:1004-373X(2008)09-083-04オ
An 8-channel 10-bit R-C Hybrid Successive Approximation ADC
PEI Xiaomin
(Xiangfan College,Xiangfan,441053,China)
オ
Abstract:An IP core of an 8-channel 10-bit SAR ADC is designed in this paper.An optimal Resister-Capacitor hybrid D/A structure based on their good qualities and disadvantage,this kind of D/A structure has smaller size than Capacitor-Resister hybrid structure.A comparator with resetting and clapping method on the basis of conventional preamplifier and flip-latch,which is consisted ofan quasi-differential structure is developed.
These proposed methods are validated by the result of simulation with HSPICE.Thedesign adopts 013 μm CMOS technology,operates with 2.5V analog power and 1.2V digital power supply.The simulation results show that this design can achieve 10-bit resolution.The area of IP core is 480 μm*380 μm,at FF case,Power Dissipation is 540μW.As a result,ADC design with low-power consumption and small area is implemented.
Keywords:analog-to-digital converter;successive approximation;ISO-differential;comparator;IP core
逐次逼近ADC基于逐次逼近寄存器(SAR),他采用一個比較器對輸入電壓和一個N位數/模轉換器(DAC)輸出進行比較,總共經過N次比較就可以得到最終的轉換結果。由于只采用了一個比較器,這種結構的模數轉換器的面積較小,功耗低,具有較高的性價比,是目前應用最多的轉換器類型。
1 SAR A/D轉換器的結構及轉換過程
逐次逼近型A/D轉換器包括采樣保持電路(Track/Hold)、比較器(comparator)、D/A 轉換器、逐次逼近寄存器(SAR)、時序產生及數字控制邏輯電路。
所設計的10位SAR ADC的基本的結構框圖如圖1所示。
該結構將模擬輸入電壓(VIN)保存在一個跟蹤/保持器中,N位寄存器被設置為中間值(即100…0,其最高位被置為1),因此,數模轉換器(DAC)的輸出(VDAC)為參考電壓VREF的二分之一,再執行一個比較操作:如果VIN小于VDAC,比較器輸出邏輯低,N位寄存器的最高位清0; 如果VIN大于VDAC,比較器輸出邏輯高(或1),N位寄存器的最高位保持為1。隨后,SAR的控制邏輯移動到下一位,將該位強制置為高,SAR控制邏輯將重復上述順序操作,直至最后一位。
圖1 模塊設計
2 系統功能的實現及各個模塊的設計
圖2描述了所設計的SAR ADC所有模塊。
お
圖2 模塊設計
2.1 模擬輸入(Analog Input)
此模塊是對一8通道的輸入信號實現八選一的功能。S[2:0]是數字選通信號。因為數字部分的電源電壓為12 V,而模擬部分的Power Supply為25 V,所以在進行選通之前須對S[2:0]進行電平變換,level_shifter電路結構如圖3所示。
圖3 level_shifter電路結構
2.2 時鐘產生器(Clk Generator)
時鐘產生電路的結構如圖4所示:他由幾個Buffer和4個相同的延遲單元組成。 CLK為主時鐘,產生的輸出CLK2A,CLK1A,CLKM,CLK1D,CLK2D依次有一定的延遲。這5個時鐘將送進SAR邏輯,產生模擬塊采樣、保持、轉換、比較等工作時所需要的一些時序控制信號。
圖4 時鐘產生電路的結構
2.3 D/A轉換器的設計
此設計中的DAC采用了一種新型的電阻電容混合的DAC的結構,即按在同一電阻串上分兩級進行按電壓按比例縮放方式來轉換,再把兩個轉換的結果經兩電容按比例進行電荷再分配,最終實現DAC的轉換。
整個DAC 電阻串分壓的結構如圖5所示,共有8個電阻串串聯而成,每個電阻串的上下各有一個R/2電阻,中間有15個R電阻。整個電阻串共有127個R電阻串連、其上下各串一個R/2。解碼器的設計采取了兩級解碼的結構,先經由高七位D[9:3]分別控制兩級解碼器選通電阻串的一個節點進行電壓輸出,即為VDA,但是這個電壓只是相當于把D[9:0]右移3位后的轉換結果;而低3位的轉換結果是在D[2:0]控制下輸出為VLSB。最后需要一個8C:C的兩個電容再把高七位的電壓提升8倍。
圖5 一種優化的D/A結構圖
電阻串的輸出VLSB和VDA通過電容接入比較器的輸入端,比較器的設計采用了準差分結構。在比較器的另一輸入端接一組Dummy電容,此結構既獲得差分結構的優點,又在一定的程度上減小了芯片面積,提高了其性價比。結構如圖6所示。
圖6 采樣、轉換結構
其中,采樣和保持電路嵌入在DAC之中,不作為一個獨立的電路。
采樣時:K1、K3都閉合,模擬輸入電壓VIN就被存儲在節點A11處,實際上是以電荷的形式存儲在輸入電容上。此時,SVOS=1,在SVOS的作用下直接對第五個節點進行輸出。此時:
И
由式(1),(2),(3)分析得出比較器的兩個輸入端A11和A12的電壓差為:
И
ΔU=V┆A12-V┆A11
=8*(V┆DA-V┆IN)+(V┆LSB-V┆LSB)
=8*[V┆IN-V┆REF1 024∑9i=0Di2i]
(4)
И
如果ΔU >0,則比較器輸出為1,否則輸出為0。
2.4 逐次逼近寄存器(SAR)和控制邏輯(SAR & Control Logic)
SAR & Control Logic 完全是數字邏輯,用來實現二進制搜索算法,儲存轉換的中間結果,并為模擬塊產生控制信號,流程圖如圖7所示。
圖7 逼近流程圖
整過程包括四個階段:系統復位階段、采樣階段、保持階段、逐次逼近階段。
系統復位后,前兩個周期用來采樣和保持輸入電壓,接下來的10個周期用來SAR算法和產生輸出結果。即完成一個模擬到數字的轉換共要12個時鐘周期,在第13個周期就一個得到10 b的輸出B[9:0]。
2.5 比較器(Comparator)的設計
比較器將模擬的輸入和D/A的輸出電壓進行比較,比較結果輸入到SAR & Control Logic模塊以完成二進制查找算法。比較器的結構如圖8所示。
圖8 比較器的結構
必須采用兩級前置放大器來增加輸入比較器電壓的差值。前置放大器使輸入的變化足夠大,并且將其加到鎖存器的輸入端,這樣組合了電路的最佳特性。
(1) 前置放大器
圖9為前置放大器的電路結構,RS與RS非兩個相反時鐘信號用來控制比較器的復位,在比較器的過程中把B11和B12的電壓使復位至相等,為比較做好準備。為了獲得更高的工作速度,在兩輸出端之間還有兩個鉗位二極管。
お
圖9 前置放大器
(2) 第三級比較器
第三級比較器的結構采用可再生比較器,他是使用正反饋來實現兩個信號的比較。可再生比較器又可稱為鎖存比較器,其電路的拓撲結構見圖10。
圖10 鎖存比較器電路的拓撲結構
其中兩相非交疊時鐘Q1和Q2的波形如圖11所示。
圖11 時鐘信號Q1和Q2的波形
當時鐘Q1為高時,比較器處于復位狀態,這時節點1和2被置成相等。接下來,當Q1和Q2都為低時,通過M3和M4管再生。當Q1為低、Q2為高時,比較的結果通過M5、M6、M7、M8、M9的作用輸出,并保存上述輸出狀態至下一個復位狀態。
3 版圖設計及仿真結果
(1) 版圖設計: 整個SAR ADC的版圖如圖12所示(Size480 μm * 350 μm)。
圖12 版圖示意
(2) 后仿結果
在FF case下的ENOB=101 b;SINAD=6259 db; SFDR=7011 db。總功耗為680 μW,總的泄漏電流小于02 μA。用仿真結果所畫的輸出代碼的FFT圖形如圖13所示。
圖13 用仿真結果所畫的輸出代碼的FFT圖形
4 設計總結
本設計采用013 μm CMOS工藝,分別用25 V的模擬電源電壓和12 V的數字電源電壓供電,實現了10 b的精度,經HSPICE仿真結果證明設計有效。該設計實現了低功耗、小的芯片面積的SAR ADC的設計。
參 考 文 獻
[1]Yin G M,Eynde F Op′t,Sansen W.A High-speed CM OS Comparator with 8-bit Resolution.IEEE JSSC,1992,27(2):208-211.
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篇8
關鍵字:集成運放;差分放大;電壓放大;功率放大
1.集成電路運算放大器的內部組成單元
集成運算放大器是一種電子元器件,它是采用一定的制作工藝將大量半導體三極、電阻、電容等元器件及他們之間的連線制作在同一小塊單晶體的芯片上,并具有一定功能的電子電路。
輸入級由差分式放大電路組成,利用它的電路對稱性可提高整個電路的性能;中間電壓放大級的主要作用是提高電壓增益,它由一級或多級放大電路組成;輸出級的電壓增益為1,但能為負載提供一定的功率,電路還需要電源供電才可以工作。
2. 集成運放的典型應用
加法器、減法器:由集成運放可以組成加法器、減法器。這二種電路在各種書刊上介紹得比較多,這里不再分析。
儀用放大器:由于各種傳感器輸出的信號一般比較微弱,所以要用高精度的儀用放大器對微小電平的直流信號進行放大,儀用放大器由減法器拓撲而來的,利用了同相輸入端高阻抗的優勢。基本的儀用放大器如圖2所示,其中:R1=R3,R2=R4,Gain=R2/R1。
濾波器:由集成運放可以組成一階濾波器和二階濾波器,其中一階濾波器有20dB每倍頻的幅頻特性,而二階濾波器有40dB每倍頻的幅頻特性。為了阻擋由于虛地引起的直流電平,在運放的輸入端串入了輸入電容Cin,為了不影響電路的幅頻特性,要求這個電容是C1的100倍以上,如果濾波器還具有放大作用,則這個電容應是C1的1000倍以上,同時,濾波器的輸出都包含了Vcc/2的直流偏置,如果電路是最后一級,那么就必須串入輸出電容。圖3.是典型的低通濾波器,圖4是典型的高通濾波器。
方波、矩形波信號發生器:由集成運放構成的方波信號發生器電路如圖5 所示, 這里的集成運放器作電壓比較器。雙向穩壓管VDz 的穩定電壓為士Uz 。電路的正反饋系數F為。
電路中, 電壓比較器的輸出電壓有高電平和低電平兩種情況,即Uo=+Uz(Vp>Vn)或Uo=―Uz(Vp
在接通電源的瞬間,輸出電壓究竟偏于正向飽和還是負向飽和,那純屬于偶然。輸出電壓偏于正向飽和,即Vo=+Vz時,加到電壓比較器同相端電壓為+FVz,而加于反相端得電壓,由于電容C上的電壓Vc不能突變,正能由輸出電壓Vo通過電阻R按指數規律向C充電來建立。顯然,當加到反相端的電壓Vc略正于+FVz時,輸出電壓便立即從正向飽和翻轉到負飽和,-Vz又通過R對C進行反向充電,知道Vc略負于-FVz值時,輸出狀態在翻轉過來。如此循環不已,形成一系列的方波輸出。
鋸齒波發生器:它是由同相輸入遲滯比較器和充電時間常數不等的積分器共同組成的。
同相遲滯比較器的上下門限和門限寬度為
當電源接通時,有Vo1=――Vz,則-Vz結果R6向C充電,使輸出電壓按線性規律增長。當Vo上升到門限電壓時,使Vp1=Vn1=0時,比較器輸出Vo1由-Vz上跳到+Vz,同時門限電壓下跳到值。以后Vo1=+Vz經R6和二極管、R5兩條支路向C反向充電,由于時間常數減小,Vo迅速下降到負值。當Vo下降到門限電壓使Vp1=Vn1=0時,比較器輸出Vo1又由+Vz下跳到-Vz。如此周而復始,產生振蕩。由于電容的正向和反向充電常數不相等,輸出波形Vo為鋸齒波形,Vo1為矩形波形,其振蕩周期為
當R5、二極管支路開路,電路C的正、負向充電時間常數相等,此時鋸齒波變成三角波,其振蕩周期為
參考文獻:
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篇9
【關鍵詞】有源濾波器;RC張馳振蕩器;自動調節
RC有源濾波器廣泛應用于現代大規模集成電路中。特別RF收發器等無線通訊電路中,帶通濾波器和低通濾波器的性能直接決定了收發器的選擇性和抗干擾性能。然而集成的RC有源濾波器,由于集成電路制造工藝的原因,RC常數波動較大,達±30%之多。
許多RC常數調節電路的精度只有±2~ 10%[1],[2]。在一些無線通訊的接收機中,信號帶寬只有100kHz左右,相對于2MHz左右的中頻信號,中頻帶通濾波電路的RC常數需要達到1%的精度。本文設計了一種高精度RC常數調節電路。提出了一種RC常數自動調節的算法。在SMIC 0.18um工藝中實現了對中心頻率為2.2MHz,信號帶寬為100kHz的6階帶通濾波器的RC常數的自動調節。在全工藝角范圍內,調節精度達0.5~1%。
圖1 RC常數調節電路框圖
1.RC常數調節電路
本文提出的RC常數調節電路結構如圖1所示,包括RC張馳振蕩器電路、計數器、數字算法和上電復位等。RC張馳振蕩器電路產生與RC常數成反比的時鐘頻率,當RC常數大于設計值時,振蕩器輸出頻率低于設計值,反之亦然;計數器模塊根據輸入晶振時鐘信號對RC振蕩器輸出頻率級數,計算出RC常數值;逐次逼近式數字算法把計數器的結果同設定的目標值進行比較,判斷RC常數大于、等于還是小于目標設定值。如果RC常數大于目標值,則減小RC振蕩器的電容;如果RC常數小于目標值,則增加RC振蕩器的電容;等于目標值,則輸出最終的濾波器RC常數控制信號,RC常數調節完成。
RC常數調節的精度由RC張馳振蕩器精度、計數器精度和可調電容陣列的調節精度決定。12位的計數器,考慮RC常數變化范圍,計數精度可達11位,對RC常數調節精度的影響幾乎可以忽略;采用8位數字控制位調節電容的大小,結合±30%的調節范圍,其理論調節精度約為0.25%;RC張馳振蕩器的調節精度需要達到0.2%才能使RC常數調節的精度達到0.5%以內。
2.RC張馳振蕩器
RC張馳振蕩器是RC常數自動調節電路的關鍵模塊,其性能直接決定了RC常數調節的精度。RC張馳振蕩器包括充放電網絡、比較器和數字控制邏輯等。圖2給出了RC張馳振蕩器的電路結構、振蕩波形和控制開關時序圖。
RC張馳振蕩器的頻率由RC常數確定,理想條件下,RC張馳振蕩器的周期可表示為:
上式中,VREF為充電電壓,VGND為放電電壓,VH和VL分別為高低比較電壓。從OSC周期的公式可以看出,VH和VL的偏差會影響OSC的頻率值。設計中,VH和VL均由VREF分壓得到,精心匹配過的電阻,匹配精度可達0.1%,對OSC的頻率影響不大。
比較器失調電壓Vos,比較器和邏輯控制電路的延時造成RC充放電網絡的過充電和過放電,最終導致振蕩器輸出頻率變小。
為減小比較器失調電壓對RC張馳振蕩器振蕩頻率的影響,從振蕩器結構上,本文采用了單個比較器結構的張馳振蕩器。相比兩個振蕩器結構的張馳振蕩器[],比較器失調電壓的影響幾乎可以忽略。
圖2 (a)RC張馳振蕩器結構圖;
(b)RC振蕩波形及控制信號
圖3 自偏置輸出比較器電路圖
自偏置是一種將輸出反饋到偏置模塊的偏置結構[3],本文提出的自偏置輸出級的比較器如圖3所示,由高增益的前級放大器和自偏置輸出級組成。高增益前級放大器減小比較器的增益誤差,自偏置輸出級減小比較器的延時。仿真顯示,自偏置輸出級比較器的延時時間可減小到0.1ns以內。
3.RC常數自動調節算法
3.1 輸出反饋式自動調節算法
RC常數自動調節算法的關鍵是計數器結果和目標值比較完成后,RC振蕩器電容陣列控制信號的調節,即電容控制位調整步長的選擇。本文引入逐次逼近的概念,根據計數器輸出與目標值比較的結果,不斷調節控制位的步長,當RC常數計算值與目標值差別較大時,增大控制位的步長;反之,減小控制位的步長。次算法有效減少了系統迭代次數,縮短了調節時間。圖4給出了RC常數最大(+30%)和RC常數最小(-30%)兩種條件下,RC自動調節數字算法的收斂過程。結果顯示,調節算法的迭代次數約為9次。
圖4 RC自動調節數字算法收斂過程
圖5 RC常數自動調節算法
3.2 RC自動調節過程
本文提出的RC常數自動調節的流程如圖5所示。其自動調節步驟如下:
1)上電復位和目標值設定,將計數器復位清零并設定RC常數調節目標值(通常為典型工藝條件下RC張馳比較器輸出頻率值);
2)OSC初始化,電容陣列復位開關使能,然后充電開關S1使能,充電電壓VREF通過串聯電阻對電容陣列充電,OSC開始工作;
3)計數器通過外部輸入高頻率晶振時鐘計算OSC的頻率;
4)計數器計算的OSC頻率與目標設定值進行比較:a)OSC頻率高于目標值,說明RC常數小于目標值,則增加OSC電容陣列控制位的值,返回到OSC初始化,重新計算新的OSC振蕩頻率,b)OSC頻率低于目標值,說明RC常數大于目標值,則減小OSC電容陣列控制位的值,返回到OSC初始化,重新計算新的OSC振蕩頻率,c)OSC頻率等于目標值,說明RC常數等于目標值,輸出最終的濾波器電容陣列調節控制位的值,RC常數調節完成。
5)關閉OSC電路,等待系統下次調節的指令。
4.電路實現和測試結果
本文在SMIC 0.18um 1P6M混合信號工藝下,實現了RC自動調節電路,并用于調節一個中心頻率為2.2MHz的六階RC帶通濾波電路。用Spectre-Verilog數模混合仿真了不同電源電壓和工藝角下,RC帶通濾波器中心頻率自動調節的結果。圖6的仿真結果顯示,在最差工藝角下,RC常數調節精度為0.77%。虛線表示的是芯片測試結果,RC常數自動調節的精度為1%。
圖6 RC常數自動調節仿真結果
5.總結
針對有源濾波器的RC常數隨工藝角變化的問題,本文提出一種高精度RC常數自動調節電路及其算法。采用了單一比較器結構的RC張馳振蕩器有效減小了比較器失調電壓對振蕩器頻率的影響;高速自偏置輸出級比較器使比較器延時減小到0.1ns以內。在SMIC 0.18um工藝下實現了對6階帶通濾波器的RC常數自動調節。芯片測試結果顯示其調節精度達0.7~1%。
參考文獻
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作者簡介:
篇10
關鍵詞:負壓檢測 閉環控制 溫度 時間
中圖分類號:TM910.6 文獻標識碼:A 文章編號:1672-3791(2017)01(b)-0055-03
1 智能型鎳鎘充電器的原理框圖
1.1 充電器
一般都是由電源部分、恒流電路、控制部分以及電池狀態檢測電路組成。電源部分,一般是通過一個開關電源把市電轉換成要充電的電壓,開關電源的好處就是轉換效率高,電能利用率高(見圖1)。
恒流電路是通過檢測充電的電流來控制充電的電壓。電池狀態檢測是通過外部電路檢測當前電池電壓、溫度等參數。控制電路是一般都是由MCU來產生一個控制信號和指示信號。
1.2 設計思路
通過原理框圖結合一些成熟的電路原理圖,經過分析自己可以設計出充電器的硬件原理圖來。
2 智能型鎳鎘充電器的硬件原理
2.1 交流-直流整流電路
市電經過電路后接兩個電阻給電容XC1放電使用,防止在充電器拔出后人體碰觸插頭被電麻,電感LF1是對電源的電流起到一個濾波的作用,使得電流平穩。4個二極管是對電壓進行橋式整流轉換成一個脈動的直流電壓供電源的高壓一次側使用。
2.2 高壓一次側的主回路和震蕩電路。
脈動的直流電壓,電壓經過二極管D10和電阻R15,R17到震蕩芯片OB2263,給震蕩芯片一個剛上電的電壓,讓芯片產生震蕩電壓給場效應管Q2工作,即導通和關斷。芯片產生的震蕩頻率為:
Fosc=6500/RI(Kohm)(kHz)
當場效應管Q2導通后,電壓經過高l磁芯T1A的高壓側,經過開關管,還有下面4個并聯的0.5ohm電阻形成回路,產生電流。回路電流經過高頻磁芯,T1A的高壓側,會在二次側產生一個感應的電流。
經過4個并聯的電阻后,會在電阻上面產生一個電壓,反饋到芯片OB2263中芯片會根據這個電壓來調節輸出頻率。在上電后,OB2263的產生震蕩足以在T1B高頻磁芯的二次側,電壓經過D9,R14來給OB2263提供電源。
2.3 恒流轉換電路
這是一個充電電路,高壓一次側經過高頻磁芯T1A產生變化的電流,在二次側產生感應電流,而產生感應電壓,對電阻R10,R11起到保護的作用,在沒有外部回路的時候,即沒有接上電池的時候,或者開關管AO3401關斷的時候,會經過電阻形成電流回路。開關管經過控制電路核心芯片MCU控制。Vo_bat端口的電壓,反饋到MCU的ADC上。D7,R9和控制電路的電源接到一起,起到輔助供電的作用。R13作為一個采樣電阻,其作用是可以采樣流過電池中的電流,在電阻上形成一個電壓,這個電壓和控制電路的比較器的固定電壓比較,產生電平信號對芯片OB2263的FB信號進行控制,來控制一次側的開關頻率,從而起動對電流的控制作用。在電阻R13上的電壓可以表示為:
Vs=In×0.1(V)
2.4 控制電路以及其供電電路
高壓側的開關管在一次側產生一個變化的電流,高頻磁芯T1C二次側也會產生一個感應電流,經過回路會有一個感應電壓。穩壓電路TL431,經過反向電壓形成電壓,讓三極管MPS222A打開,經過濾波電容C6,形成一個穩定的電壓M_VDD,供控制芯片供電。
電池狀態檢測電路,M_VDD經過R39到端口NTC,這是一個溫度開關,用來檢測電池的溫度,當電池溫度過高的時候,溫度開關會斷開,否則溫度開關會閉合。還有一個電阻分壓電路R35,R33,用來測量電池當前的電壓,以檢測電池的負壓。
分得的電壓為:
V=Vo_bat×1.5/(33+1.5)(V)
CTR端口是有MCU的P1.4端口控制,當P1.4端口為高電平時候,三極管Q3導通,則恒流電路的AO3401開關管打開,對電池充電,反之,開關管關斷,電池不充電。
充電指示電路LED端口,接一個雙向的LED燈,用來支持是否在充電狀態,充電狀態指示燈會亮紅等,其他狀態會亮綠燈。
MCU的特點就是內部有一個比較器,對整個充電電路起到關鍵的作用,也節省了一個比較器的成本。P5.5為比較器的正端,接上了一個固定的電壓:
V+=M_VDD×10/(33+10)(V)
負端接上一個采樣電壓,即恒流電路中采樣電阻上的電壓(V-)。P1.2為比較器的輸出端。當V+>V-的時候P1.2輸出高電平,當V+
3 控制電路的軟件系統
3.1 軟件系統流程
在MCU上電或者復位之后,MCU必須起動比較器,比較器是整個硬件電路的關鍵,要起到恒流的作用必須要開啟比較器。還有一系列的系統初始化MCU的IO口的配置,在一系列的初始化以后,進入到充電系統循環。(見圖3)
3.2 充電結束的條件
由圖3可以看出來,充電結束有3個條件,只要滿足其中的一個條件,充電過程就會結束。充電結束只要達到充電結束的條件,需要立即停止充電,這個時候,需要檢測的就是電池是否拔出,如果電池沒有拔出,不允許重新循環充電,這樣會損傷電池。檢測電池是否拔出,可以檢測外部的電壓,通過ADC采樣電池電壓,如果電池還在測存在電壓,如果電池不存在,則電池電壓很小。
參考文獻
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