脈沖電源范文

導語：如何才能寫好一篇脈沖電源，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

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粉塵比電阻大于1011Ω·cm（高比電阻）時，采用傳統工頻、高頻電源的電除塵器收塵，由于高電阻粉塵在電場中的高粘附力，使振打無法有效地將粉塵從收塵極板上除下，最終引成反電暈現象，降低了除塵器的除塵效率。脈沖電源獨特的基礎電壓疊加脈沖電壓的雙電模式，相比于傳統的工頻、高頻電源，能使粉塵的驅進速度明顯提高，如圖1所示，這使得同收塵面積的靜電除塵器在使用不同電源控制系統時產生完全不同的除塵效果。增強系數H=Wp/Wdc，其中Wp為應用脈沖電源后的粉塵驅進速度，Wdc為應用常規電源后的粉塵驅進速度。從上圖中看出，粉塵比電阻越高，應用脈沖電源后的效果越好，當粉塵比電阻為1013Ω·cm時，增強系數達到2.2倍，即脈沖電源對粉塵驅進速度的提高效果是常規電源的2.2倍，這就使得脈沖電源在高比電阻粉塵的除塵效率上完全優于常規電源。同時，脈沖電源的脈沖電流大，電壓脈寬窄（≤120us），電除塵器電壓上升率高，達2KV/us，荷電和電暈效果好，火花電壓高，比常規電源提高幾十KV，而基礎電源電壓總低于火花電壓，能有效抑制反電暈和二次揚塵，有利于收塵。依據多年電除塵研究經驗和相關工業應用，電除塵器電場越往后，粉塵比電阻越高。在除塵器后兩級電場粉塵的平均比電阻一般都能達到1.0×1011～1.0×1013(Ω·cm)數量級。利用多伊奇公式η=1-e-w·A/Q及其他相關知識，可以計算出脈沖電源對不同比電阻粉塵的理論除塵效率，如表1所示。從表中可見，比電阻越高，脈沖電源的除塵效率越好，比電阻為1.0×1012～1.0×1013(Ω·cm)時，理論效率可達99.9934%。

2.脈沖電源的組成及結構

脈沖電源是適用于電除塵器的電源，目前在世界各地的電廠、鋼鐵廠及水泥廠的環保除塵機械設備中得到了廣泛應用，除塵效果顯著。它主要由控制柜和高壓輸出變壓器兩部分組成，分別放置于控制室和電除塵器頂部。脈沖電源系統一般由基礎電壓產生部分、脈沖電壓產生部分、控制部分及通訊部分組成。其原理圖如圖2所示。1）基礎電壓Vdc產生部分三相交流電源輸入至三相升壓變壓器，經三相整流橋和濾波電路后，產生一個高壓直流電壓，再經扼流電感L2和耦合電感L4送至電除塵器中，供應電除塵器ESP所需的基礎電壓。2）脈沖電壓產生部分三相交流AC380V輸入至三相升壓變壓器，經整流橋、濾波電路后，得到一個高壓直流電壓，經扼流電感L1給儲能電容Cs充電。當高壓IGBT（SW1）導通時，儲能電容Cs、扼流電感L3、耦合電感L4、電除塵器ESP等效電容形成諧振回路，儲能電容Cs內的電量在該回路內諧振，在電除塵器ESP兩端形成一個脈沖電壓。該脈沖電壓與基礎電壓疊加，產生最終所需的加至電除塵器ESP上的電壓波形，如圖3所示。諧振后半部分，電量回充給儲能電容Cs，節約電能。當高壓IGBT關斷時，諧振回路斷開，電源繼續給儲能電容充電至原電壓，等待下次脈沖的產生，如此循環。3）控制部分通過一個核心控制器（嵌入式系統），控制基礎電壓、脈沖電壓的產生，并接收脈沖電源的反饋信號、監控關鍵位置的運行狀況，調整脈沖電源的運行狀態，使脈沖電源適應各種復雜工況的要求，產生最大的收塵效率及節能目標。同時采用快速、智能的火花響應、處理機制，保證火花狀態下設備的安全、穩定運行。4）通訊部分通過以太網控制器，在通訊協議，比如Modbus的基礎上搭建整個通訊系統，在上位機界面上監控各個脈沖電源的運行情況，并統一控制、調配，便于運行和管理，提高工作效率。

3.脈沖電源除塵的特點和優勢

對于常規除塵器控制電源，脈沖電源具有如下主要優勢：1）脈沖電源具有常規電源各種特性；2）在基準電壓的基礎上疊加脈沖電壓，有效抑制高比電阻粉塵的反電暈現象，同時使電場獲得盡可能大的電暈場強，使高比電阻粉塵充分實現電離、吸附、放電等過程；3）在獲得較高場強的狀態下，使得電耗最大可能的節省。對于電除塵器本體一類的改造，脈沖電源具有如下主要優勢：（1）改造簡便，可在不停爐、短期停電的狀態下完成改造；（2）改造周期短，見效快；（3）故障時影響小，無需停爐整改；（4）改造成本低；（5）對于原本體小的除塵器有適當提效功能。綜合考慮，脈沖電源較其他除塵器技術具有全面的、可靠的優勢，采用脈沖電源對電除塵器進行改造是目前適應國家新環保標準的最佳改選方案。

4.脈沖電源工程應用及發展前景

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【關鍵詞】電火花加工;DDS;AD9851;脈沖電源

引言

電火花加工是利用工作液中的兩極間不斷產生脈沖性的火花放電，依靠每次放電時產生的局部、瞬時高溫把金屬材料逐次微量蝕除下來，從而切割成形的特種加工方法，又稱放電加工或電蝕加工[1]。脈沖電源作為電火花加工機床的主要組成部分，為擊穿加工介質提供所需要的電壓，并在間隙擊穿后提供能量以蝕除金屬，其性能的好壞直接決定了加工設備穩定性和生產效率的高低[2]。傳統的電火花加工脈沖電源有RC式、電子管式和晶體管式等多種形式[3]。弛張式RC脈沖電源是電火花加工中最早使用的脈沖電源，結構簡單、使用可靠，特別是能夠產生脈沖寬度很小的窄脈沖，但是在放電過程中脈沖能量不可控。隨著電子技術、計算機技術和控制技術的發展，現在開發的脈沖電源正向著智能化、節能化、安全化的方向發展[4]。而在微電子技術發展的帶動下，DSP芯片的應用得到迅速發展，因此基于DSP芯片的開關電源擁有著廣闊的前景，成為今后開關電源的發展趨勢。單片機芯片控制的脈沖電源就是其中之一。本文以AD9851[5]為核心，結合AT89S52微處理控制器芯片的共同作用，產生高頻可調的脈沖波形，滿足電火花微細加工的要求。同時，為保證加工的實時性和準確性，采用A/D芯片進行數據采集和轉換，并反饋回單片機中進行數據處理，調節產生的脈沖及控制電極動作。

1.脈沖電源的單片機控制原理

本脈沖電源采用單片機芯片來控制脈沖的產生，采用晶振和定時器來形成矩形波。由單片機控制的脈沖發生器的硬件電路與軟件編程設計簡單，調試方便，集成度高，而且抗干擾性強，并采用大功率MOSFET器件的斬波電路來獲得高頻脈沖，可顯著地提高電源的獨立性，改善電火花電源的加工性能。脈沖電源原理圖如圖1所示。

圖1 電火花加工用脈沖電源原理圖

單片機芯片輸出相應的脈沖控制信號送給驅動電路，控制功率電子開關管的開通和關閉，對直流電源進行斬波形成預定脈寬和脈間的功率脈沖序列，最后把這種功率脈沖序列加到放電加工間隙，從而實現電火花加工。在加工的過程中，通過電壓電流傳感器檢測加工電流的大小來調整脈沖的頻率和幅值，從而實現穩定的加工。

2.硬件設計

2.1 高頻脈沖信號的產生

因為電火花加工的精度基本要求在微米級以上，因此必須使控制的單脈沖輸出能量要在10-6～10-7J之間[6]，這就要求每次的脈沖放電的時間很短，即保證脈沖的頻率足夠高，脈沖寬度需達到1μs以上。為了在加工零件時有充足的消電離時間，同時防止短路（因放電間隙中有電蝕產物搭接或伺服進給系統瞬時進給過多或所致）和電弧放電（因排屑不及時，集中在某一局部點放電，局部熱量累積，導致溫度升高，惡性循環），所以要有足夠的脈沖時間。

本脈沖信號發生器選用了AD9851芯片和AT89S52微處理控制器，同時采用功率場效應管（MOSFET）作為高頻功率開關管。AD9851的脈沖頻率可以調節，能夠產生最大的脈沖頻率為180MHZ，為一款高頻高精度脈沖發生DDS芯片。可以由電路來控制它的輸出脈沖頻率，其電路簡單，體積較小，可節省PCB板面積。脈沖信號產生的原理如圖2。

圖中AT89S52的引腳Pl.0～P1.7連接到AD9851的D0～D7腳，作為AD9851的并/串行數據輸入端口。同時P2.0、P2.1作為I/O口輸出數據控制AD9851的FQ_UD、W_CLK。在該設計中采用單片機AT89S52對DDS置數，應用并行置數的方式。選用30M有源晶振為外部時鐘源，可保證DDS輸出信號的頻率精度和穩定性。

圖2 脈沖信號產生的原理圖

上電后，單片機首先對DDS、LCD等進行初始化，設置完畢后向單片機發出應答，接著單片機讀取內部存儲器中的數據作為系統緩存器的數據，把DDS的頻率數據先轉換成BCD碼送到LCD顯示，延時一段時間后啟動DDS芯片，AD9851輸出相應頻率的頻譜純凈的正弦信號。經外部無源低通對輸出濾波后，從引腳VINP寫入AD9851內部高速比較器，最后由引腳VOUIP輸出得到精確穩定的方波。然后進入鍵盤掃描程序，判斷是否有按鍵按下，如有按鍵按下單片機則執行停止動作、送顯示、或改變輸出信號頻率控制字的值等操作。該系統輸出信號穩定性、精度都相當高。

因單片機工作電壓只需+5V，與電火花加工電源都是較高電壓，為提高了系統的抗干擾能力，加入光耦隔離部分起強弱電隔離作用。在每個集成芯片的電源輸入端接有電容，把電路板上模擬地與數字地分開，同時盡量采用較粗的地線。這些措施可很好地抑制高頻電源對集成芯片的影響及交流電源的干擾。

2.2 脈沖驅動放大電路的設計

功率放大器的核心是大功率場效應管，其關鍵是否能把脈沖寬度壓縮到10-6～10-7s量級。大功率場效應管與大功率三極管相比，具有輸入動態范圍大、阻抗高、抗輻射能力強、溫度穩定性好等優點。因AD9851輸出最大只有2.5V的脈沖幅值，無法驅動MOSFET的柵極，所以需外加一脈沖驅動放大電路來放大脈沖，驅動電路如圖3所示。其工作過程為：在輸入端V是高電平時，VT1導通，電流經三極管VT1，二極管VD1以及電阻R3向場效應管的輸入電容快速充電，柵極電位迅速升高，達到開啟電壓使漏源端導通，此時VT2處在截止狀態。相反，當輸入端Vi變為低電平時，VT2導通而VT1轉為截止，充滿電的輸入電容經VT2對地快速放電，使場效應管的漏源端迅速關斷。

圖3 脈沖驅動放大電路

3.軟件編程

軟件編程主要是依據AD9851的不同控制字方式，在芯片內寫入不同功能的控制字。其重點就是計算頻率控制字，如AD9851參考時鐘為30MHz，同時開啟6倍頻器時，則輸出頻率f= （32位控制字×180MHz）/232。本系統采用并行輸入方式，軟件流程圖如圖4所示。

圖4 軟件流程圖

上電后先初始化AD9851及微處理器AT89S52，由鍵盤輸入需要信號的頻率，送入內存并將其轉換為BCD碼送到LCD顯示，延時一段時間，通過將AT89S52的P2.1口置位，使AD9851的寫入信號端W_CLK有效，連續5個W_CLK上升沿后，即完成全部40位控制數據的輸入，然后將AT89S52的P2.0口置位，即頻率更新控制信號端FQ_UD有效，40位數據會從輸入寄存器被寫入頻率和相位控制寄存器，更新DDS的輸出頻率和相位，同時把地址指針復位到第一個輸入寄存器，等待著下一組新數據的寫入。

4.結語

采用DDS芯片來設計電火花加工脈沖電源，能大大減小電源體積，簡化結構，并在一定范圍內可以方便地調節電火花加工的電參數。應用AD9851芯片和相應輔助電路來產生脈沖信號，脈沖頻率值得到大大地提高，并可以在線調節脈沖寬度與重復頻率，從而獲得較好的電火花加工精度和可靠性。

參考文獻

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關鍵詞：半導體激光電源；MAX1968；TEC；TTL；溫度控制

中圖分類號：TN789文獻標識碼：A文章編號：1009-2374（2009）09-0021-02

一、半導體激光電源的發展及技術要求

目前，半導體激光器在通信技術、生物醫學工程、軍工技術等領域的應用越來越廣泛。因此半導體激光電源的可靠性、穩定性也就顯得格外重要。由于激光器的發射譜線、倍頻晶體的相位匹配等對溫度十分敏感，因此溫度的變化嚴重影響著整個器件的性能，因此，溫度控制電路對整個激光器件的品質是非常關鍵的。小功率的激光器可以采用簡單的被動散熱；高功率的激光器一般需要水冷，通過調節循環管道內水流量來達到控溫的目的，這種方法精度不高，而且受到應用環境的限制，使激光器的應用范圍變窄。若要激光器的控溫具有高穩定度，則需要用半導體制冷器（Thermal Electronic Cooler，TEC）作為溫控系統的控溫執行器件，通過調節流經 TEC 的電流方向和大小，可以實現制冷或者加熱，實現較高的控溫效率，同時達到理想的控溫精度。

二、半導體激光電源的系統設計

如圖1的系統框圖，整個系統分為三個部分，分別為激光電源（LASOR DIODE，簡稱LD）恒流輸出部分，TTL電平控制部分以及半導體制冷器（Thermal Electronic Cooler， TEC）溫度監測與控制部分。

在激光電源恒流輸出部分中，首先用一個模塊電源將市電的220V交流電轉換為5V/4A的直流輸出；然后通過一系列濾波調壓將收到的直流電量整合到攜帶有少量微小噪聲干擾的直流量，最后通過一個恒流電路將輸出電流穩定到3A，輸送給激光器。

在TTL電平控制部分中，主要是通過TTL電平控制恒流電路中輸出MOS管的導通與關閉以達到調制激光的功能。

在TEC溫度監測與控制部分中，激光器表面的溫度信號首先通過一個溫度-電壓傳感器轉變為可采集的標準電壓信號，并傳送給比例電路。電壓信號通過比例電路的放大與濾波后，傳送給TEC驅動電路和比較電路。TEC的驅動電路將接收到的信號與基準值相比較，以驅動TEC不工作、制熱或者制冷。比較電路將接收來的信號與基準值進行比較與分析，當溫度超過預設的溫度上下限值時，發送出一個警報信號迫使整個電源停止工作。

三、半導體激光電源的硬件連接

硬件連接主要分為兩個部分，第一部分是半導體激光器部分，為激光器提供穩定的輸出，同時利用TTL信號和警報信號控制電源的工作狀態；第二部分是TEC驅動及警報信號產生電路，通過MAX1968控制TEC制冷或制熱。

（一）半導體激光器（LASOR DIODE）

電源所提供的某一個電參量必須是穩定的，并且所攜帶的噪聲信號越小越好。因此，系統中采用了一系列的濾波調壓電路，濾除電流中所帶的微小噪聲，以達到穩定的小功率輸出。如圖2，在濾波電路中設置了兩個滑動變阻器，用來調節輸入到運算放大器AD820的電壓信號值。其中用作粗調，用作微調，分別引出兩根導線，安裝手動旋鈕式變阻器，調節輸出恒定電流值的大小。在AD820的電路中，采用電流反饋，以達到恒流輸出。

在TTL與警報信號控制電路中，信號通過4N25輸入到VMOS管T092C的基極，以控制其導通或截止。光電耦合器4N25主要用來隔離前后級電路的相互影響，同時控制Q2（T092C）的導通與截止，以調節恒流輸出的導通與截止。電路工作過程：當激光器工作在指定溫度范圍內時，警報信號為低電平，此時，若TTL信號為高電平時，U104A（DM74LS00M）的輸出為低電平，則U102A（CD4001BCM）的輸出為高電平，而U104B（DM74LS00M）的輸出為低電平，這導致光電耦合器4N25截止，則Q2（T092C）基極為低電平，Q2截止，則AD820輸出的電壓值不變，使MOS管Q1（BU932RP）導通，從而輸出恒定的電流值；而若TTL信號為低電平，則U104A（DM74LS00M）輸出為高電平，U102A（CD4001BCM）輸出為低電平，U104B（DM74LS00M）為高電平，則光電耦合器4N25導通，輸出電壓導致Q2基極為高電平，Q2導通，從而使AD820的輸出端降為低電平，導致MOS管Q1（BU932RP）截止，則LD部分無輸出。而當警報信號為高電平時，無論TTL信號為高電平或者低電平，都會導致U102A的輸出端為高電平，從而使LD部分無輸出。

（二）TEC驅動及報警信號產生電路

熱電致冷器（TEC）是利用帕耳貼效應進行制冷或加熱的半導體器件。在TEC兩端加上直流工作電壓會使TEC的一端發熱，另一端致冷；把TEC兩端的電壓反向則會導致相反的熱流向。本系統使用MAX1968為TEC的驅動芯片，它采用直接電流控制，消除了TEC中的浪涌電流。MAX1968單電源工作，在芯片內部的兩個同步降壓穩壓器輸出引腳之VOUT1與VOUT2之間連接TEC，能夠提供±3A雙極性輸出。雙極性工作能夠實現無“死區”溫度控制，以及避免了輕載電流時的非線性問題。該方案通過少許加熱或制冷可避免控制系統在調整點非常接近環境工作點時的振蕩。此系統中設置的基準值是3v（對應的溫度值為25℃），當傳感器感知的溫度大于25℃時，經反向放大器放大后傳輸給MAX1968的電壓值將小于3v，MAX1968將輸出+3v的電壓，驅動TEC制冷；當傳感器感知的溫度小于25℃時，經反向放大器放大后傳輸給MAX1968的電壓值將大于3V，MAX1968將輸出-3v的電壓，驅動TEC制熱。

傳感器將感知的溫度信號轉換為電壓信號，經過反向放大器傳輸給U2A的3管腳和U2B的2管腳，U2A和U2B是兩個比較器（LM393）。在比較電路中，設置了兩個極限電壓值和一個基準值，上限是4.5（對應的傳感器溫度為0℃），下限值是1.5v（對應傳感器溫度為50℃），當時，U2B輸出一個正向電壓，二極管D2導通，警報信號為高電平，同時三極管Q3導通，蜂鳴器報警；當時，U2A輸出一個正向電壓，二極管D1導通，警報信號為高電平，同時三極管Q3導通，蜂鳴器報警；而時，U2A和U2B都輸出反向的電壓，二極管D1和D2同時截止，警報信號為低電平，三極管Q3截止，蜂鳴器不工作。

四、實驗數據

（一）LD部分電路測試數據

將電源輸出接到半導體激光器上，正常工作時測試結果見表1：

其中R104是阻值為0.1的瓷片電阻，恒定的電流值為其兩端的電壓值的數值的十倍。測試結果基本接近所設值，測試完成。

（二）警報信號電路部分調試數據

激光電源的設計要求是傳感器模擬信號以25℃（對應電壓為3V）為基準工作溫度，標準輸出2V/3A。當傳感器輸出電壓信號高于3V時則說明激光器溫度較低，需要制熱，低于0℃溫度時，LD部分停止工作，蜂鳴器報警；低于3V時則說明激光器溫度過高，需要制冷，高于50℃溫度時，LD部分停止工作，蜂鳴器報警。測試結果見表2：

從測試數據來看，該激光電源的參數，性能，指標完全滿足設計需要。

五、結語

本文采用了MAX1968驅動芯片，大大減少了電路分立元件的數量，改進了系統噪聲性能，增加了系統的可靠性， 有效地對激光器的工作溫度進行監測與控制，電路的控制性能令人滿意。電源設備可靠性的高低，不僅與電氣設計，而且同元器件、結構、裝配、工藝、加工質量等方面有關。可靠性是以設計為基礎，在實際工程應用上，還應通過各種試驗取得反饋數據來完善設計，進一步提高電源的可靠性。

參考文獻

[1]梁國忠，梁作亮．激光電源電路[M]．北京：兵器工業出版社，1995.

[2]陸國志．實用電源技術手冊――開關電源分冊[M]．沈陽：遼寧科學技術出版社，2008．

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1資料與方法

1.1一般資料本文收集病例均來自前來療養的飛行人員,共255例;年齡23～48歲,平均年齡38.5歲;病程為半月～18個月。主訴均為膝關節疼痛,診斷以病史和物理診斷為主,常規行膝關節正側位X線片(排除骨性損傷)。其中行CT或MRI檢查為45例。根據病史檢查診斷急性滑膜炎94例,慢性35例;半月板內側損傷18例,外側損傷21例;內側副韌帶損傷32例,外側28例;交叉韌帶損傷14例;滑膜皺襞綜合征23例。其中輕度135例,中度72例,重度48例。將255例患者隨機分為礦泉浴配合經絡脈沖電、按摩治療組(觀察組)128例;常規理療,口服活血、止痛藥物組(對照組)127例。兩組年齡、病型、程度等經統計學處理均無顯著差異(P>0.05)。

1.2方法觀察組采用礦泉浴、經絡脈沖電、按摩治療。礦泉采用興城礦泉,水溫38℃～42℃,全身浸浴法,1次/d,20～30 min/次,20次為一個療程,每次浸浴后行經絡脈沖電治療,利用華來牌脈沖整體治療儀(由北京金華器械研究所生產)。先接通電源,待指示燈亮后,將輸出通道上消毒后的濕性襯墊電板,根據病情按病灶部位循經取穴的原則,置于相應部位和穴位上,并用繃帶固定。為了更好地觀察療效,本組病例均采用兩組處方:2 kHz,矩形波,1～10 Hz來調制,力度為強度。根據傳統經絡學說,選穴以局部穴位為主,配合遠端循經取穴。主法為“通經活絡,鎮靜止痛”治療劑量,每組處方16 min,共32 min,10～20次為一療程[1]。理療后給予按摩,用舒理軟組織硬結和調整氣血方法,以彈拔、捏拿、撥伸、推壓、按摩、捋順等手法治療患部20 min。對照組采用紅外線照射患部,1次/d,20 min/次,20次為一療程,并給予口服舒筋活血、止痛藥物治療。

1.3療效評價使用改良的Lysholm評分表[2],總分100分,膝部疼痛25分,關節穩定感25分,關節腫脹20分,關節鉸鎖、股四頭肌萎縮、恢復體能訓練能力各10分。≥90分為優,70～89分為良,60～79分為可,

1.4 統計學處理經統計學處理,療效用百分率表示,處理用x2檢驗。

2結果

兩組治療結果(表1)。治療組總有效率為98.4%,對照組總有效率為90.6%,兩組總有效率比較,有差異顯著(x2=23.81,P

3討論

膝關節非骨性損傷是飛行人員體能訓練中的常見病,其臨床特點多為膝關節扭傷史,常見于400 m障礙,體能訓練受傷機制多為膝關節受過伸、旋轉、外展或內收暴力所致,受傷后大部分患者有膝關節腫脹、疼痛、關節腔積液。經休息后腫脹消退,而遺留膝關節疼痛、彈響、關節不穩等[3]。另外其傷情復雜,診斷困難,急性期均有關節腫脹、疼痛,物理檢查相對困難,易誤診或漏診。膝關節非骨性損傷大部分是韌帶及軟組織傷,易導致非炎性滲出,日久便形成粘連、變性,從而導致局部疼痛,活動功能受限等[4]。我們利用礦泉浴配合經絡脈沖電、按摩綜合治療非骨性膝關節損傷收到良好的效果。其機理是:礦泉水溫熱作用,可以擴張末梢血管的通透性,改善紅細胞變形能力,借助礦泉水的滲透壓,改善局部營養代謝,從而抑制局部的過氧化,促進炎癥產物的吸收和氧化基的清除[5]。脈沖中頻整體治療儀治療選用矩形波脈沖電流比正弦波電流刺激大,震動強,電位差高,通過人體后,有較強的刺激神經作用,使痛閾值增高,故有鎮痛作用。另外,刺激經絡穴位,可造成穴位高處有較高電位差,沿經絡傳導時,有較強的疏導作用。根據經絡學說,本組病例主穴,在脈沖電流的刺激下,可達到:舒筋利節,強壯腰膝。按摩用舒理組織硬結和調理氣血手法,彈拔、捏拿、撥伸、推壓、按揉、捋順等手法,可解決軟組織損傷所致粘連,松弛肌肉,增強血液循環及代謝,促進毒物排出[1]。

礦泉浴配合經絡脈沖電、按摩治療膝關節非骨性損傷,能顯著改善受傷組織的血液循環,消除水腫,加強代謝,促進炎性物質的吸收,從而緩解粘連,減輕和消除疼痛,使受損組織得以修復,功能恢復。

經觀察治療,礦泉浴配合經絡脈沖電、按摩綜合治療膝關節非骨性損傷治療組明顯優于對照組,該方法是一種治療飛行人員膝關節非骨性損傷的理想的方法。此外,在部隊進行的體能訓練時應做好預防工作,如訓練前做好熱身運動,訓練中嚴格動作要領,強化自我保護意識,以確保部隊戰斗力的提高。

參考文獻

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1 資料和方法

1.1 一般資料：86例強脈沖光治療后患者，因毛細血管擴張、脂溢性角化、光老化、雀斑、黃褐斑采用強脈沖光治療，其中男36例，女50例，年齡18～69歲；78例點陣激光治療后患者，因痤瘡、光老化、痤瘡后遺留瘢痕采用點陣激光治療，其中男38例，女40例，年齡17～56歲。將強脈沖光治療后患者隨機分為治療組與對照組，每組43例；將點陣激光治療后患者隨機分為治療組與對照組，每組39例。兩組患者臨床資料無統計學差異，具有可比性。

1.2 排除標準：術后不能隨訪的患者及外用膠原蛋白類制品有過敏史或對異種蛋白敏感者。

1.3 治療方法： 毛細血管擴張、脂溢性角化、光老化、雀斑、黃褐斑采用美國科醫人激光公司生產的Lumenis one 王者風范光子治療儀，根據病情選用不同波長、脈沖、脈沖間隔進行治療；痤瘡、光老化、痤瘡后遺留瘢痕采用科英公司生產的KL型點陣激光選擇不同能量、間距、程度進行治療。治療組術后即刻使用冷藏的膠原貼敷料（由膠原蛋白原液和無紡布組成，廣州創爾生物技術有限公司生產），40～60min，連續5天，1次/天；對照組僅使用冰袋冷敷40～60min。

1.4 療效評價：觀察強脈沖光與點陣激光術后治療組與對照組患者在疼痛緩解、紅腫消退、痂皮脫落時間方面的變化以及色素沉著的發生率。術后1周將患者自我感覺舒適度按極好、好、一般、差分為四級。

1.5 統計學方法：采用SPSS17.0統計軟件進行數據處理，有效率比較采用卡方檢驗。

2 結果

強脈沖光治療后使用膠原貼敷料，患者創面的疼痛、紅腫消退時間明顯比對照組縮短（P

3 討論

強脈沖光和點陣激光因其無創與微創且治療效果顯著被廣泛應用于皮膚科疾病的治療與皮膚美容中。作為皮膚治療與皮膚美容的常規手段[1]，兩者的作用機制都是基于光熱理論，強脈沖光治療后患者會自覺燒灼、刺痛，皮膚潮紅、水腫，干燥等癥狀；點陣激光術后患者會自覺燒灼、刺痛、水腫，結痂及色素沉著發生的風險。在對患者進行治療和美容的同時如何有效降低術后不良反應的發生，術后護理對皮膚的恢復及副作用的控制至關重要[2]。以往僅采用術后冰袋冷敷，不能有效減少炎癥的發生和加速創面修復的作用。膠原貼能促進白細胞介導的宿主吞噬細胞發揮局部殺菌力，提供對細菌有直接作用的微酸環境，溶解和軟化角質層，分解排出油脂，改善皮膚的營養和微環境，鎮靜肌膚，有效鎮痛消腫，促進細胞的新陳代謝，加速黑素排泄，抑制色素信號產生，抑制酪氨酸酶的活性，平衡色素細胞的分布。對治療皮膚過敏、減輕強脈沖光、激光術后瘢痕的形成有輔助療效，在創面愈合期有減輕色素沉著和促進創面愈合的作用。

總之，強脈沖光和點陣激光治療后使用膠原貼敷料效果顯著，值得臨床推廣。

[參考文獻]

[1]李志強，劉玲玲，舒 丹.面部點陣激光和強脈沖光治療后透明質酸敷料的修復效果觀察[J].武警醫學，2011，22（1）：43-44.

篇6

【關鍵詞】電流脈寬調制;PWM;Pspice

1.概述

電源是電子設備的心臟部分，其質量的好壞直接影響電子設備的可靠性，電子設備故障60%來自電源，開關穩壓電源的調整工作在開關狀態，主要優越性是高達70%-95%變換效率。

目前，空間技術、計算機、通信、雷達、電視及家用電器中的穩壓電源已逐步被開關電源取代。開關穩壓電源的優越性主要表現在：功耗小，穩壓范圍寬，體積小、重量輕[1] [2]。

傳統的線性電源具有穩壓性能好、輸出紋波電壓小、使用可靠等優點，但工頻變壓器體積龐大，調整管工作于線性放大狀態，導致電源功耗大、效率低、發熱嚴重。開關電源采用功率管作為開關器件，工作于開關狀態，損耗小;工作頻率在幾十到上百千赫茲，濾波電容、電感的數值較小。線性穩壓電源允許電網波動范圍為220v×（1±10%）， 對電網的適應能力很強。另外，由于功耗小、機內溫升低，提高了整機的穩定性和可靠性[3]。

2.系統整體概述

開關電源可分成：機箱（或機殼）、電源主電路、電源控制電路三部分。機箱既可起到固定的作用，也可起到屏蔽的作用;電源主電路負責進行功率轉換，通過適當控制電路將市電轉換為所需的直流輸出電壓;控制電路根據實際需要產生主電路所需的控制脈沖及提供保護。開關電源的結構框圖如圖1所示：

圖1 開關電源的結構框圖

電源主電路通過輸入整流濾波、DC-DC變換、輸出整流濾波將市電轉為所需的直流電壓。開關電源主回路可以分為：輸入整流濾波回路、功率開關橋、輸出整流濾波三部分。輸入整流濾波回路通過整流模塊將交流電變換成含有脈動成分的直流電，通過輸入濾波電容使脈動直流電變為較平滑的直流電;功率開關橋將濾波所得直流電變換為高頻方波電壓，通過高頻變壓器傳送至輸出側。由輸出整流濾波回路將高頻方波電壓濾波為所需直流電壓或電流。

控制電路為主回路提供正常功率變換所需的觸發脈沖。具有以下功能：控制脈沖產生電路、驅動電路、電壓反饋控制電路、各種保護電路、輔助電源電路[4] [5]。

3.軟開關技術

軟開關技術指零電壓開關（ZVS）和零電流開關（ZCS）。圖4所示為功率開關管在軟開關及硬開關下的波形：

圖2 軟開關理想波形和硬開關波形

軟開關包括軟開通和軟關斷。軟開通包括零電流開通及零電壓開通，軟關斷包括零電流關斷及零電壓關斷，可按照驅動信號時序來判斷。

零電流關斷：關斷命令在t2時刻或其后給出，開關器件端電壓由通態值上升到斷態值，開關器件進入截止狀態。

電壓關斷：關斷命令在t1時刻給出，開關器件電流由通態值下降到斷態值后，端電壓由通態值上升到斷態值，開關器件進入截止狀態。在t2前，開關器件端電壓必須維持在通態值（約等于零）。

零電壓開通：開通命令在t2時刻或其后給出，開關器件電流由斷態值上升到通態值，開關器件進入導通狀態。在t2前，開關器件端電壓必須下降到通態值（約等于零），電流上升到通態值以前維持在零。

零電流開通：開通命令在t1時刻給出，開關器件端電壓由斷態值下降到通態值以后，電流由斷態值上升到通態值，開關器件進入導通狀態。在t2以前開關器件電流必須維持在斷態值（約等于零）[6] [7]。

圖3 電源控制電路框圖

4.控制電路

根據電路功能將控制電路分為幾部分：脈沖產生電路、觸發電路、電壓反饋控制電路、軟啟動電路、保護電路、輔助電源電路等[8]，控制電路如圖3所示。

脈沖產生電路是控制電路的核心。脈沖產生電路根據電壓反饋控制電路、保護電路及軟啟動電路等提供的控制信號產生所需脈沖信號，該脈沖信號經過觸發電路的放大驅動開關元件，使開關管導通或關斷。

控制電路輸出的PWM信號，電平幅值和功率能力均不足以驅動大功率開關元件，需要選擇合適的驅動電路。驅動電路將控制電路輸出PWM脈沖信號經過電隔離后進行功率放大及電壓調整驅動大功率開關管，脈沖幅度以及波形關系到開關管的開關過程，直接影響損耗，需合理設計驅動電路，實現開關管最佳開通與關斷[9][10]。

5.系統仿真

5.1 總電路設計

利用理想電源代替振蕩器，通過設置時鐘周期給定振蕩頻率，仿真時控制震蕩頻率外接定時電阻和電容的6、7腳均可不接。簡化輸出電路，利用兩個晶體管模擬輸出級，關閉控制端用數字激勵驅動，內部邏輯利用數字仿真器進行仿真。電路參數選擇和設計時，應考慮上述簡化對系統的影響[11] [12]。

圖4 總電路設計圖

5.2 PWM模塊

根據PWM產生的原理得到仿真模塊，用以產生可調的PWM信號。工頻脈沖信號，通過比較器，經積分器產生三角鋸齒波，通過比較取符號產生一路脈沖信號，由分頻器產生兩路互補驅動脈沖，輸入調節PWM信號的占空比[13]。

圖5 PWM仿真圖

6.結論

采用組合式變換器實現多路輸出、多種保護。通過Pspice仿真，驗證了設計思路的正確，理論性的可實現。

參考文獻

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[13]汪陽.智能高頻開關電源的研究[D].武漢大學碩士學位論文，2002.

篇7

關鍵詞： ControlNetKeeper 電源 延時繼電器儲能裝置UPS

中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A 文章編號：

1．引言

羅克韋爾ControlNet網絡是一個智能網絡，它必須要有一個且只能有一個Active Keeper（激活的網絡管理者）。Keeper（網絡管理者）的惟一識別是一個特殊的網絡配置，存儲于Keeper簽名中。如果Keeper簽名匹配，Keeper便以有效的Keeper的身份加入網絡；如果Keeper簽名與網絡上原有的簽名不匹配，Keeper便以殘缺的Keeper身份加入網絡。

深圳地鐵一期工程BAS系統采用羅克韋爾5000系列PLC、ControlNet網絡，只有部分帶CPU的箱柜由UPS供電，其余箱柜采用就近取電的原則，就近從一級電源取電。當電源切換時，ControlNet網絡大部分節點斷電，ControlNet網絡產生故障。曾多次發生因電源瞬態干擾（或切換），導致ControlNet網絡所有Keeper殘缺，Rslinx無法連接網絡，系統癱瘓。羅寶線一期工程15個車站從2004年開通至今共發生控制網故障共計160多起，處理方法大部分都是斷電重啟后恢復，其中較嚴重的22起通過清除所有Keeper和重新規劃網絡參數后才恢復。經統計發現電源完全斷電，經過一段時間后上電的，ControlNet網絡均能自動恢復；但電源毫秒級的干擾時，ControlNet網絡容易產生不能自動恢復的故障（如損壞所有Keeper等）。

2．避開電源瞬態干擾的方案

針對本文所提到的問題，分析、測試了避開電源瞬態干擾的三種方案：增加通電脈沖延時繼電器、儲能供電裝置和小容量UPS。

模擬現場PLC結構，采用如下硬件：1756系列PLC一套，包括1756-PA7電源模塊，1756-A7機架，1756- L55CPU模塊，1756-ENBT以太網模塊，1756-CNBR控制網模塊，1794-L33CPU模塊，1794-ACNR15控制網適配器，1794-IB16、1794-OB16遠程I/O模塊，開關電源等。

2.1增加通電脈沖延時繼電器

將模擬設備接入上端帶雙電源切換裝置的電源中，通過控制雙電源切換開關，用示波器測量電源切換瞬間的時間，以此時間來檢測通電脈沖延時繼電器的靈敏度。

2.1.1測試結果

1)模擬雙電源自動切換測試

模擬雙電源自動切換時，通電脈沖延時繼電器沒有檢測到通電脈沖，1756系列PLC及模塊狀態指示燈顯示正常，網絡狀態正常，通過示波器測試，檢測到雙電源切換時間為15ms。

2)模擬雙電源手動切換測試

手動模擬雙電源切換時，通電脈沖延時繼電器檢測到了通電脈沖，按設定的時間延時后動斷點閉合，1756系列PLC及模塊在延時繼電器設定的時間到了后自動上電自檢，通過示波器測試，檢測到雙電源切換時間為35ms。

2.2增加儲能裝置

2.2.1儲能電容測試環境

將1794-ACNR15控制網適配器電源并入儲能裝置， 儲能裝置電路如圖1所示，在切斷開關電源時檢測儲能電容的持續供電時間。

圖1

2.2.2儲能電容斷電后持續供電測試結果

如圖1所示，從24V開關電源處更改柜內線路，在市電正常的情況下，開關電源給遠程I/O模塊提供24V電源，并通過單向二極管D1給儲能電容C1-C4充電，同時給1794-ACNR15控制網適配器供電。在切斷24V開關電源的輸入電源后，遠程I/O模塊失電，儲能電容C1-C4通過單向二極管D2單獨給1794-ACNR15控制網適配器提供2至3秒鐘的短時放電電流，以補充控制網適配器在電源切換過程中24V電源產生的斷電脈沖。

現場模擬雙電源手動切換測試，切換時間控制在500ms-1000ms左右，在切換過程中，I/O模塊斷電，1794-ACNR15控制網適配器沒有斷電，網絡正常。

2.3增加小容量UPS

現場模擬雙電源手動切換測試，切換時間控制在500ms-1000ms左右，在切換過程中，控制柜沒有斷電，網絡正常。

2.4方案對比分析

3.結束語

經過對比分析，我們采用增加儲能裝置的方案，在控制網節點較多的竹子林、會展中心站ControlNet網絡適配器安裝了儲能裝置，避開電源切換時產生的開關瞬態干擾。試用二年以來，竹子林、會展中心兩站ControlNet網絡未發生不可自動恢復故障。

參考文獻

鄧李 《ControlLogix 系統實用手冊》 機械工業出版社 2008.1

篇8

1高頻電源基本原理及特點

1.1傳統電除塵器電源與高頻電源原理對比目前傳統的電除塵器普遍采用工頻可控硅電源供電。其電路結構是兩相工頻電源經過可控硅移相控制幅度后送整流變壓器升壓整流后形成100Hz的脈沖電流送除塵器。高頻電源是把三相工頻電源通過整流形成直流電源，通過逆變形成高頻交流電，再經整流變壓器升壓整流后形成高頻脈沖電流送除塵器，脈沖頻率可達20kHz～50kHz，甚至達50kHz～200kHz的超高頻。工頻電源及高頻電源工作原理如圖2所示。

1.2高頻電源的特點（1）相對于傳統工頻電源，在電源設備本身電能轉換效率上，高頻電源節能幅度最高可達90％以上，工頻電源只有70％左右。與工頻電源相比，高頻電源可增大電暈功率，從而增加了電場粉塵的荷電能力。高頻電源在純直流供電方式時，其電壓波動更小（一般＜5％，而工頻電壓波動35％～45％），電暈電壓更高（可達到工頻電源二次電壓的130％），電暈電流更大（峰值電流是工頻電源二次電流的200％）。高頻電源的火花控制特性好，僅需很短時間（＜25μs，而工頻電源需10000μs）即可檢測到火花發生并立刻關閉供電脈沖，因而火花能量很小，電場恢復快（僅需工頻電源恢復時間的20％），從而進一步提高了電場的平均電壓，提高除塵效率，和工頻電源相比，在同等條件下可提高除塵效率達40％～70％。高頻電源及工頻電源工作有效對比如圖3所示。（2）相比工頻電源不同，高頻電源采用的是軟特性的穩定直流電源，其優點在于電源工作的最佳點是在火花始發以下臨界處。火花放電實質上是正、負離子在電場中發生碰撞釋放能量的一種現象，它對除塵毫無作用。在設計上，高頻電源把電源供電整個過程能夠控制在火花始發點以下的電暈放電狀態，不讓其進入火花放電狀態，基本不產生火花，即使產生火花，也可以在＜25μs內自行關斷，電場電壓恢復快，損耗小。常規工頻電源在整個供電過程中，包含了火花放電和電暈放電，火花多而耗能大，一旦產生火花要10000μs內才能關斷，并且絕大部分能量都在屬于火花放電被浪費掉了。而高頻電源技術在處理同等塵源的情況下，電場耗能一般為工頻電源除塵器的10％，所以高頻電源可以節能省電。高頻電源及工頻電源供電波形對比如圖4所示。（3）高頻電源比工頻電源適應性更強，具有先進的控制策略、多種控制模式、適應各種工況。高頻電源的供電電流由一系列窄脈沖構成，具有更寬的脈沖寬度和脈沖頻率，更陡峭的電壓上升率，可以給電除塵器提供各種電壓波形，控制方式靈活，因而可以根據電除塵器的工況提供最合適的電壓波形。間歇供電時，可有效抑制反電暈現象，少二次揚塵，特別適用于高比電阻粉塵工況。高低壓一體化控制，斷電振打及減功率振打功能可有效提高除塵效率。（4）高頻電源體積小、重量輕，高頻電源的配電系統、控制系統、高頻整流變壓器為一體化結構設計，總重量只有工頻電源的1/4，可安裝于除塵器頂部，不占用控制室空間，該結構有助于節省控制室土建成本，節省控制柜與變壓器相連的控制電纜，減少安裝費用。（5）高頻電源采用三相電源輸入，無缺相損耗，無電網污染，屬于綠色電源，可在工況惡劣的現場環境使用。

2高頻電源供電提高電除塵效率分析

如前所述，電除塵器利用高壓電暈放電使粉塵荷電，然后在電場力的作用下被吸附在極板上，實現粉塵粒子和煙氣的分離。因而電除塵效率與粒子荷電和電場驅動粒子過程直接相關，粒子荷電量越大，集塵電場強度越大，粒子向極板運動速度越大，除塵效率越高。在燃煤鍋爐粉塵粒度范圍內，粒子荷電主要為電場荷電，計算公式為：式中：q為粒子的荷電量；qs為粒子的飽和荷電量；t0為荷電時間常數s；t為粒子進入電場荷電的時間；εp為粒子的相對介電系數；ε0為真空介電常數，8.85×10-12F／m；E0為荷電場強；dp為荷電粒子的直徑，m；N0為電暈場中帶電離子的數量密度，個／m3；K為波爾茲曼常數，1.38×10-23J/K。由荷電量計算公式可見，粒子荷電量取決于粉塵粒子的粒度、介電性質、煙氣特性、荷電空間離子密度和荷電場強。煙氣特性、粉塵粒子的粒度和介電性質由煤種和燃燒工況決定，對于除塵設備來說，這是既定條件。荷電空間離子密度取決于電暈放電強度，電暈放電強度取決于電暈區電場強度，而電暈區電場強度取決于外加電源提供的外加電壓，因而電暈放電強度取決于外加電壓，荷電空間離子密度取決于外加電壓，荷電場強度也完全取決于外加電壓。因此，對于既定設備，荷電量取決于外加電壓大小。外加電壓增大，電暈放電強烈，粉塵塵粒子荷電量增大，荷電速率增加，荷電時間縮短。粒子荷電后在電場力作用下向極板運動的速度，即驅進速度ω計算公式如下。式中：Ep為集塵場強，V/m。煙塵粒子的驅進速度與粉塵粒徑、荷電場強和集塵場強相關，取決于外加電壓。外加電壓越大，荷電場強和集塵場強越大，驅進速度越大，因而除塵效率越高。高頻電源和工頻電源向電除塵器供電電壓波形對比如圖5所示。工頻電源將50Hz交流電升壓整流輸出，形成100Hz脈沖直流負高壓，供電電壓波動比較大，電壓峰值比電壓均值高30％左右，當電壓峰值達到擊穿電壓時，供電電壓便無法再提高，因而電源供電的二次電壓顯示值（均值）低于擊穿電壓。高頻電源先將三相交流電整流為直流，再逆變為高頻交流，頻率20～50kHz，然后升壓再整流為直流輸出。高頻高壓開關電源的頻率是工頻電源的400～1000倍，所以輸出到電除塵器上的電壓幾乎是恒穩的純直流電源，供電電壓波動很小，因此電源輸出電壓始終是臨近火花擊穿電壓，相當于工頻電源輸出電壓的峰值，因而供電電壓高于工頻電源，電暈電流大，電場強度大，粒子荷電量高，驅進速度大，除塵效率就高。高頻電源能提高供電電壓并不是提高了電場的擊穿電壓，而是電源供電電壓始終是普通工頻電源供電電壓的峰值，不像常規電源那樣周期性的脈沖下降，這與脈沖供電依靠窄脈沖提高擊穿電壓不同。高頻電源供電比工頻電源供電除塵效率高的另一個原因，是當發生火花放電時，工頻電源通常要關閉晶閘管，這樣會導致其導通角相應縮小，因此往往在火花放電嚴重的場合不能輸出大的功率，在電場存在高比電阻粉塵而產生反電暈時，電場的火花將進一步增大，這將導致輸出功率的急劇下降，這就是一般電除塵器經常發生的情況。有時甚至會下降到幾十mA，嚴重影響收塵效率。而高頻電源的情況則不同，因為其輸出電壓的頻率是工頻電源的400倍以上，所以當發生火花放電時能夠快速恢復供電電壓，波動很小，因而除塵效率不會降低。

3節能改造的可行性方案與對策

3.1高壓設備改造將傳統的工頻可控硅電源改造為新型的高頻電源，在電除塵頂部安裝就位4臺1.0A/72kV高頻電源，重新設計、安裝穿墻套管、隔離開關柜，在控制室原高壓控制柜內設置4臺開關引電源給高頻電源，直接敷設一次400v低壓電纜到頂部的高頻電源。減少高壓電纜，減少設備維護，降低危險。同時降低能耗、提高效率。

3.2低壓設備改造更換并重新布置低壓控制柜，集中控制所有低壓設備。低壓控制系統升級改造后，能提高設備運行的穩定性、降低設備能耗、減少檢修維護成本。降低設備的磨損，提高設備性能及使用壽命。

3.3軟件升級配套新增1套上位機系統，引入鍋爐負荷（4～20mA）等信號到主機，能實現遠程集中監控。同時結合相關軟件能合理有效的控制各個設備，改進后的系統可以根據工況變化自動選擇運行方式、自動設定運行參數，實現智能化控制，能合理的調整間歇供電脈沖比，間歇脈沖供電能克服電場內部的反電暈現場及有效的達到節能的目的。

4改造后預期效益分析

4.1節能分析在同等工況條件下，改造后預期節能降耗。原4臺高壓整流變壓器為1.0A/72kV，每臺變壓器容量為103kVA，功率因素為0.65，則日均耗電量約為P=4×103KVA×0.65×24h=6427.2kW•h，每年（按300天）的電量約為：P1=6427.2×300=1928160kW•h。根據某電廠實際工程應用經驗和技術數據統計分析，采用高頻電源、上位機系統，配合減功率振打技術及相關節能軟件，至少節能可達50%以上。按節能率50％進行估算，年節電功率0.5×1928160kW•h=964080kW•h按每度電0.5元估算，每年可省964080kW•h×0.5元/kW•h=480240元。折合年節約標準煤321.36噸，減少二氧化碳排放739.13噸，減少二氧化硫2.73頓，減少氮氧化物2.38噸。（根據國發［2012］40號《國務院關于印發節能減排“十二五”規劃的通知》確定發電量與標準煤的比值）。可見，使用新型電控技術加上高頻電源，效益十分顯著，每臺爐每年可節電超過48萬元。預計約3年時間節電費就可以收回投資費用，達到降低廠用電率以及節能環保的目的。

4.2性能分析改造后的設備自動化程度高，運行穩定，減少設備日常維護，減少設備的磨損，提高設備的使用壽命，則即可降低每年的維護費用、備件費用。

5結論

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首先，直擊雷在經過接閃器之后泄放入地，促使地網電位提高，通過相應的線路侵入電子設備中，進而導致其出現地電位反擊的現象。其次，在雷電流沿著引下線進入地面的時候，就會在周邊形成一定的磁場，就會導致其附近的金屬物體上出現感應電流，進而出現過電壓的情況。最后，當室外的通信線與電源線受到直擊雷或者感應雷之后，出現的雷電流或者過電壓就會沿著相應的線路入侵，進而傳輸到電子設備上，對其產生一定的破壞。

2防雷技術的三級保護

在對通信電源及其電子設備進行防雷保護的時候，根據《建筑物防雷設計規范》GB50057-2010標準中有關雷擊概率計算環境參數的選用，以及根據《通信局防雷與接地工程設計規范》YD5098-2005標準中關于波能量換算計算公式，可以對電源系統低壓側采取不同級別的防雷保護，通常情況下將其分為一級、二級、三級三個保護等級，在實際工作中，按照不同的保護等級選擇具有適合電壓保護水平以及額定通流容量的電源避雷器，并且確保避雷器具有一定耐雷擊的性能。從原則上而言，每一級交流電源之間的連接導線都不可以大于15米，在實際安裝過程中，一定要嚴格按照相關設計要求開展施工，加強相應的防雷保護措施。

2.1一級保護

通常情況下，一級保護主要針對的就是直擊雷，防止其沿著相應的線路侵入室內對相應的電子設備產生一定的破壞，主要就是泄放雷能量。作為一級保護技術，一定要選用25kA/線、10/350s的額定通流容量，對從總電源前端侵入的高壓脈沖進行吸收，避免建筑物內大型電子設備或者內部感應電磁脈沖出現瞬間的尖鋒脈沖或者高壓，進而對配電系統產生一定的影響。一級保護作為配電系統防雷的總保護措施，對配電系統中電子設備免受雷擊起到了非常重要的保護措施。

2.2二級保護

根據防雷設計的機理與雷區劃分的內容，可以在電源柜上設置一個三相防雷器，選用20kA/線、8/20s的額定通流容量，進而對從配電前端侵入的高壓脈沖進行吸收，同時對內部的過電壓也要進行相應的吸收，除此之外，對電磁脈沖產生的高壓瞬時脈沖進行相應的吸收。

2.3直流電源保護

在直流電源柜里設置一個直流電源防雷器，選用10kA/線、8/20s的額定通流容量，視其為設備的精細防護，對內部的過電壓進行一定的吸收，同時也要吸收電磁脈沖產生的高壓瞬時脈沖，進而降低配電前端傳來的雷電流，使其達到電子設備可以承受的安全范圍以下，確保直流電源的安全。

3結束語

篇10

MAX1166是美國MAXIM公司生產的逐次逼近型16位模數轉換器,該芯片片內除集成了逐次逼近型ADC所必須的逐次逼近寄存器SAR、高精度比較器和控制邏輯外,還集成了時鐘、4.096V精密參考源和接口電路,其內部結構框圖如圖1所示。MAX1166的數據總線為8位,因此與目前廣泛使用的8位微處理器連接非常方便。

MAX1166的典型參數如下:

并行數據輸出接口:8位

采樣頻率:165ksps

精度:最大線性誤差±2LSB,16位無誤碼

內部參考源電壓:4.096V

外部參考源電壓輸入范圍:+3.8~5.25V

模擬電壓輸入范圍:+4.75~+5.25V

數字電壓輸入范圍:+2.7~+5.25V

小電流外部參考電源流為1.8mA內部參考電源流為2.7mA采樣率在10ksps時的外部參考電源電流為0.1μA;

采用20管腳TSSOP封裝。

MAX1166共有20個引腳,圖2為其引腳排列圖,這些引腳大體可分為三類。

第一類是電源類其中,模擬電源AVDD和數字電源DVDD應分別通過0.1μF的鉭電容與模擬地和數字地相連接。而數字地DGND和模擬地AGND1、AGND2通常共地。

第二類為模數信號類其中,AIN為模擬信號輸入端;D0/D8~D7/D15為數字量并行輸出口。

第三類是控制信號類其中CS 輸入 為轉換啟動端;R/ C(輸入)為讀取結果/模數轉換控制端;EOC(輸出)用于指示轉換結束;HBEN輸入 用來控制從總線讀出的數據是轉換結果的高字節還是低字節;REFADJ為參考電源選擇端,該端通過0.1μF鉭電容與模擬地相接時選擇內部參考電源模式而當其直接與模擬電源相接時選擇外部參考電源模式;REF為參考電源輸入/輸出端,選擇內部參考電源時該腳應通過4.7μF鉭電容接模擬地而選擇外部參考電源時該腳為外部參考電源輸入端。

2 MAX1166的轉換控制時序

MAX1166的一次轉換過程可分為三個階段,即轉換準備階段、模數轉換階段和轉換結果輸出階段。圖3為其轉換時序圖。具體工作過程如下:

首先將R/ C管腳置低電平,然后在CS腳輸入脈沖信號,MAX1166會在CS的第一個脈沖信號的下降沿進入工作狀態;并在CS的第二個脈沖信號下降沿啟動A/D轉換。此脈沖信號的寬度最小應為40ns。轉換過程中,EOC腳為高電平,并在經過約5μs轉換完成后,EOC腳電平變低以指示轉換完成。當EOC腳輸出為低電平時,若將R/ C腳置為高電平,系統將在CS的第三個脈沖的下降沿把轉換結果輸出到數據總線上。

在數據轉換過程中,通過檢測EOC腳的輸出電平即可判斷數據的轉換狀態。當EOC輸出為高電平時,表示數據轉換仍在進行,此時不能讀取數據;而當EOC輸出為低電平時,表:請記住我站域名明數據轉換已經結束,此時可以讀取數據。設置并行數據輸出選擇位HBEN為高電平可讀取數據高8位;而設置HBEN為低電平則可讀取數據低8位。

MAX1166有兩種工作模式,即穩定工作模式和低功耗工作模式。可由管腳R/ C在CS第二個脈沖下降沿的狀態來決定選擇哪種工作模式,R/ C 為低電平時,選擇正常工作模式,為高電平時選擇低功耗工作模式。

圖3 MAX1166轉換時序圖

3 典型應用電路

MAX1166的總線接口為8位,該總線的接口速度相當快,可以和各種微處理器直接進行接口,因此MAX1166與8位微處理器的連接電路相對比較簡單。圖4是MAX1166和MCS-8051的接口電路圖。在本例中,由于單片機芯片僅有MAX1166一片,所以,為簡單起見,沒有為之確定地址,即任意地址均可作為其地址。因為MAX1166的CS信號脈沖寬度要求最小為40ns,因此,對于單片機而言,只要對外部設備進行寫操作,即會產生WR脈沖,其寬度為6個時鐘周期。如果采用12MHz的晶振,其脈沖寬度為500ns,所以可以將單片機的WR信號作為MAX1166的CS輸入信號。至于R/ C 、EOC和HBEN等信號,只需連接到普通的鎖存功能端口即可(如單片機的P1口)。

圖4中,MAX1166采用的是內部參考源。如果在CS信號的第二個脈沖下降沿使R/ C 為低電平,即選擇了穩定工作模式,該模式的應用程序如下(該程序會將轉換結果的高8位存放在片內存儲器A0單元,而將低8位存放在A1單元):