電源紋波的測試方法范文

導語：如何才能寫好一篇電源紋波的測試方法，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

關鍵詞：波紋；開關電源；晶體管

引言

在用電控制的儀器設備中，都需要穩壓電源，由于價格、功率等的要求，因此設計人員更傾向于使用開關電源，而很少使用線性電源。開關電源的優勢在于轉換效率高，最高可以達到將近97%，另外開關電源重量輕、體積小。開關電源最大的缺點是輸出的紋波和噪聲電壓較大，而這一性能影響到儀器設備的運行，特別是對于需要處理小信號的儀器中，電源產生的噪聲可能會干擾輸入的信號，使得儀器無法正確運行。如何處理好電源的噪聲，有很多方法[1][2]，本文通過一個典型電源電路分析開關電源產生紋波和噪聲的原因及減小紋波和噪聲的措施，并詳細探討了電源各部分電路的原理功能和實現的方法。

1干擾產生分析

電信號干擾分為：噪聲（nois）和紋波（ripple）兩種，其表現形式為圖1形式。噪聲的定義是指在直流電壓或電流中，疊加了振幅和頻率上完全無規律的交流分量。該分量會干擾電路的分析、邏輯關系，影響其設備正常工作。紋波是指疊加在直流電壓或電流上的交流信號，會降低電源的效率，嚴重的波紋更有可能會損壞用電設備，另外波紋還會干擾數字電路的邏輯關系，影響設備工作狀態。通常的開關電源輸出的直流電壓中疊加了由噪聲和波紋引起的交流信號。波紋主要是由于開關電源的開關動作造成的，而波動的頻率跟開關的頻率是一致的，大小取決于輸入、輸出電容的參數。作為開關的元件都有寄生的電感與電容，當元件在電流流動變化工作時，會產生電壓與電流的浪涌，這些浪涌信號都會在電源產生干擾信號。浪涌電流指電源接通瞬間，流入電源設備的峰值電流。該峰值電流遠遠大于穩態輸入電流，這種瞬時過電流稱為浪涌電流，是一種瞬變干擾。噪聲電壓主要跟電源的拓撲結構、電路中的寄生參數、工作的電磁環境以及印制電路板的布線有關。當信號較小的時候，會產生干擾的信號。圖2（a）是實驗信號波形，（b）是小信號上疊加了干擾的波形。干擾可以表現為尖峰、階躍、正弦波或隨機噪聲，干擾的產生來自多方面，電路設計不合理、器件使用不當、工作環境干擾、電源噪聲等，其中電源產生的噪聲是常見主要的原因，而這些干擾信號會造成后續電路一系列的處理誤差，所以在要求較高的場合，這樣的噪聲是必須要解決的。

2解決措施

開關電源電路一般由整流平滑電路、集成開關電路、浪涌電壓吸收電路、電壓檢測電路、次級側整流平滑電路等構成。其工作原理：開關電路供應穩定電壓和平滑的電流，是本電路的主要部分，開關晶體管的集電極電流決定電源的輸出電流。紋波的解決措施[3][4]主要有：調整電感和電容參數、增加電容電阻緩沖網絡。

2.1調整電感和電容參數

電流波動與電感參數、以及輸出電容大小有關，通常電感值越小，波動越大，輸出電容值越小，波紋越大。因此可以通過增大電感值和輸出電容值來降低波紋。在這里以BUCK型開關電源為例，當開關電源工作時，提供的電壓不變，但是電流會變化，為了穩定電源的輸出電流，在如圖4（a）的指示位置并聯一個電容C+。通過增加電感值的方法來減小波紋的做法是受限的。因為電感越大，體積就越大。電感的取值可以這樣計算：假定輸入電壓為Vin，輸出電壓為Vo，工作頻率為f，輸出電流為I，電感中電流的波動值為駐I的話，有：在電路調試過程中發現，隨著C+不斷增加，減小波紋的效果會越來越差，同時增加f，會增加開關損失。因此可以通過再加一級LC濾波器的方法來改善，如圖4（b）所示。LC濾波器抑制波紋的效果較好，只要根據需要除去的紋波頻率選擇合適的電感電容即可。

2.2增加電容電阻緩沖網絡

在二極管高速導通截止時，要考慮寄生參數。在二極管反向恢復期間，等效電感和等效電容成為一個RC振蕩器，產生高頻振蕩。為了抑制這種高頻振蕩，需在二極管兩端并聯電容C或RC緩沖網絡。電阻與電容取值要經過反復試驗才能確定，一般選擇電阻為10Ω-100Ω，電容取4.7pF-2.2nF。如果選用不當，反而會造成更嚴重的振蕩。

3電路設計及實測

根據以上分析，設計出了一種開關穩壓電源如圖5所示，采用可控硅觸發方式。通過整流放大后的波紋去觸發可控硅的導通，當整流電壓值為零時，可控硅自動關斷。只要用輸出電壓的變化來控制觸發信號的前沿，即可實現穩壓。穩壓電路主要由可控硅、4個晶體管和1個變壓器等組成，如圖5所示。我們在multisim環境下對該電路進行仿真，效果非常好。再用實際電路搭試，并加上30歐姆純電阻阻抗后，選取了7個測試點，測試波形見圖6所示。圖中變壓器T、二極管D1～D4和電容器C1-4組成整流濾波電路，測試點1電壓紋波波形見圖6中1的圖像，顯然是在全波整流后的紋波出現；電阻R2、R3和隔直電容C5組成取樣電路，測試點2電壓紋波波形見圖6中2的圖像；控制可控硅的紋波信號測試點3、4電壓紋波波形見圖6中的3、4的圖像；隔直后的測試點5電壓紋波波形見圖6中的5的圖像；線圈T2控制信號的初級波形見圖6中7的圖像；線圈T2次級控制可控硅信號見圖6中6的圖像。當電壓沒有紋波時，線圈T2不發揮作用，但當電壓有波動時（紋波），則自動控制可控硅工作，抑制電壓的波動。在電路中的電感對抑制電壓的波動也起到了良好的作用，其電感值可以根據電壓的大小和對紋波的要求進行適當的選擇。該電路在最后的輸出功率可以達到110W，當負載發生變化10-104歐姆時，電壓變化的范圍大約是1毫伏。

4結束語

本文對開關電源噪聲與紋波的產生原因和抑制方法進行了分析和討論，并設計出了一種晶體管開關穩壓電源電路，觀察仿真實驗，可以得出該設計能夠抑制一定的電源噪聲與波紋。在實際中，需要依據產品的參數，如體積、成本等問題綜合考慮，選擇合適的設計方法。

參考文獻：

篇2

【關鍵詞】DC-DC轉換 LM5117芯片 直流開關穩壓電源

開關電源是利用電子開關器件通過控制電路，使電子開關器件不停地“接通”和“斷開”，讓電子開關器件對輸入電壓進行脈沖調制，從而實現電壓變換、輸出電壓可調和自動穩壓。常用開關穩壓電源電路結構復雜，且難于實現穩壓數字化調節，本文介紹一種以LM5117為核心降壓芯片的直流穩壓電源，該電源設計簡單，可實現輸出穩壓數字化調節且工作效率較高。

1 電源整體設計

1.1 設計要求

輸出電壓偏差|UO|≤100mV；

最大輸出電流IO≥3A；

輸出紋波Uopp≤50mV；

負載調整率Si≤5%；

電壓調整率Sv≤0.5%；

效率η≥85%；

重量小于0.2kg；

具備過流保護和負載識別功能。

1.2 設計方案

本開關穩壓電源主要由電流檢測部分、過流保護部分、降壓部分、負載識別部分和輸出電壓調節部分組成，其工作原理框圖如圖1所示。直流穩壓電源輸出固定16V，經過LM5117為核心的Buck電路輸出穩定可調電壓，在輸出電路中串入電流檢測模塊送入單片機A/D采集并判斷電流是否大于動作電流，在Buck電路輸出端增加一個負載識別端口，外接電位器按U0=R/1k得到輸出電壓設定值，由單片機D/A控制輸出電壓到達設定值，構成閉合控制回路，其電路原理圖如圖2所示。

2 開關電源的組成部分設計

2.1 降壓電路

采用LM5117組成的DC-DC電路，其中LM5117是同步降壓控制器，適用于高電壓或各種輸入電源的降壓型穩壓器應用；其控制方法是基于仿真電流斜坡的電流模式控制，而電流模式控制具有固定的輸入電壓前饋、逐周期電流限制和簡化環路補償的功能，輸出紋波電壓小、效率可高達93%可很好滿足要求。

2.2 過流保護電路

LM5117一腳UVLO是欠壓鎖定編程引腳，我們采用軟件調控來實現電流過保護，通過控制芯片一腳的電壓來控制芯片的工作狀態。利用INA271高端檢測，通過接入電阻恒定為50mΩ的康銅絲采樣電壓從而算出電流。將INA271采樣輸出電壓送入單片機A/D采集，判斷計算出的電路電流是否大于動作電流值，過流時通過P3.1輸出低電平至Uvlo腳，芯片停止工作實現過流保護。該方案可行性高且可減小整個裝置質量，減小系統效率，如圖3所示。

2.3 降低紋波

注：Vro為總紋波大小，紋波是疊加在直流電壓的交流部分。ESR為 C的的等效串聯電阻。

由公式可知三種減小紋波電壓的方法：

（1）適當增大開關頻率，但此做法回事系統功耗增加，電源效率降低；

（2）減小ESR，可選擇若干電解電容，瓷片電容并聯ESR的值只有幾十毫歐，此方法有效減小紋波的同時可提高電容量，即增加輸出濾波電路電感可在一定范圍內盡量大；

（3）采用πLC濾波電路也可有效降低輸出端紋波大小。

2.4 DC-DC變換

采用非隔離型Buck電路，以LM5117為核心，由開關管CSD18532，電感，電容組成。由兩個開關管交替導通將輸入直流電壓變化成矩形波，空載時滿足（W為空占比），當負載接入時，輸出電壓通過店主分壓反饋到芯片Fb腳，保持輸出電壓為穩定可調電壓。

2.5 穩壓控制

如圖4所示，自LM5117的FB引腳輸出的電阻分壓信號可設定輸出電壓電平在一定范圍內變化，FB引腳的調節閾值為0.8V。設定R0為1.2k，由電路圖可以確定DA輸入Ui和輸出UO間的關系為：

，通過確定R1，R2的阻值進行優化即可穩定輸出連續的電壓值，以實現輸出電壓的數字化控制。

3 電路設計

3.1 A/D采集電路

采用12位串行輸入模數轉換器TLC2543，此芯片使用開關電容逐次逼近技術完成A/D轉換過程，串行輸入結構可以節省單片機I/O口資源，分辨率較高，在儀器儀表中有較為廣泛的應用。

3.2 D/A輸出電路

采用TI公司生a的帶有緩沖基準輸入的雙路12位數模轉換器TLV5618，輸出電壓為基準電壓的兩倍，且單調變化。REF5040提供精準參考電壓4.096V。數字輸入端帶有斯密特觸發器，具有較高的噪聲抑制能力。

4 運行結果測試

4.1 器件選擇

由各種計算分析選擇開關頻率Fsw=1000kHz，定時電阻Rt=51K，輸出電感 Lo=22μH，電流檢測電阻Rs=5mΩ，輸出電容采用4個47μF電容并聯Cout=235μF，輸出分壓器Rfb1=1.45K，Rfb2=6.2K，電位調節器處處電壓為5V，Fcross=10K，Rcomp=27.4K，Ccomp=15nf。

4.2 方案測試

采用控制單一變量的方法對上述設計進行測試，測試結果該開關穩壓電源不僅滿足設計要求，而且在此要求的基礎上更加優化即輸出電壓偏差|Uo|≤35mV，最大輸出電流Io=3.2A，負載調整率Si=0.002，電壓調整率Sv=0.002，系統效率η=92.8%。

5 結論

本開關穩壓電源的設計核心是LM5117芯片，通過實際設計表明，以LM5117為核心設計的降壓型直流開關穩壓電源DC-DC的轉換率高達93%，具有廣泛的使用價值。

參考文獻

[1]P.R.Gray and R.G.Meyer.Analysis and Design of Analag Intergrated Circuits.3rd John Wiley&Sons，New York，1993.

[2]戶川活朗著.實用電源電路設計――從整流電路到開關穩壓器[M].北京：科學出版社，2011.

[3]康華光主編.電子技術基礎[M].北京：高等教育出版社，2005.

[4]吳慎山主編.電子線路設計與實踐[M].北京：電子工業出版社，2011.

[5]臧春華主編.電子線路設計與應用[M].北京： 高等教育出版社，2012.

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【關鍵字】 DC-DC變換器 LM5117 CSD18532KCS MOS場效應管

一、系統方案論證

開關電源方案采用LM5117用于高側MOSFET的CSD18563以及用于低側MOSFET的CSD18532 （X2）。該方案適用于高電壓或各種輸入電源的降壓型穩壓器應用。其控制方法采用仿真電流斜坡的電流模式控制。電流模式控制具有固有的輸入電壓前饋、逐周期電流限制和簡化環路補償的功能。使用仿真控制斜坡可降低脈寬調制電路對噪聲的敏感度，有助于實現高輸入電壓應用所必需的極小占空比的可靠控制，同時不會影響輸出紋波。

電流恒定控制采用場效應管CSD18532KCS構成壓控恒流源，再由LM5117芯片控制DC-DC實現降壓變換。該方案可以實現電壓線控制電源，增加了執行效率提高恒流效果。擁有超低的QG、QGD、雪崩額定值和邏輯電平等優點，并且不會影響輸出紋波，輸出電流波動較小。本文的過流保護如圖1所示，調整下MOS管Q2的源極電阻R14使輸出電流≥3.1A時，電路進入打嗝模式，啟動限流保護。

二、電路設計

LM5117包含一個雙電平UVLO（欠壓鎖定）電路。當UVLO低于0.4V時，LM5117處于關斷模式。關斷比較器可提供100 MV的遲滯，以避免轉換過程中的跳動（CHATTER）。當UVLO引腳的電壓高于0.4V，但低于1.25V時，控制器處于待機模式。在待機狀態下，VCC偏置穩壓器被激活，而 HO和LO驅動器被禁用，SS引腳保持低電平。此功能允許通過一個集電極開路或漏極開路器件將 UVLO引腳拉至低于0.4V，以實現遠程關斷功能。當VCC引腳超過其欠壓鎖定閾值，且UVLO引腳電壓高于1.25V時，HO和LO驅動器被啟用，并開始正常運行。

此處直接選取13.5V電壓能正常開機即可，根據UVLO=1.25V，這里選取電阻RUV2為91K，RUV1=10K，使得U=1.25*（91K+10K）/10K，即UIN>12.6V，此電路即可工作。

在MOS管導通的時間里，電感L會將通過的電流轉換為磁能，把能量貯存起來。電容C將通過電感L的那部分電流轉化為電荷貯存起來。在MOS管截止的時間里，電感L會產生反向電動勢，將其輸送給負載R并與續流二極管D組成回路，同時電容C將電荷轉換成電流向負載供電。

三、系統測試

為了減少誤差，測試方案采用，多次重復測試的方法進行。測量電路點如圖2所示（3、4、5、6、7為測量點）：

額定輸入電壓下，產品主要做了以下5組測試，測試結果如表1所示：

由表1可知：

①|？UO|在0.01～0.03V之間，符合|？UO|=|5V-UO| ≤100MV的設計要求；

②IOMAX在3.00～3.01之間，符合額定輸入電壓下，最大輸出電流：IO≥3A的設計要求；

③輸出噪聲紋波電壓峰峰值UOPP在32MV～40 MV之間。符合UOPP≤50MV（UIN=16V，IO=IOMAX）的設計要求；

參 考 文 獻

[1]侯振義.直流開關電源技術及應用[M].北京：電子工業出版社.2015，P17-39.

[2]張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].電子工業出版社，2011，P35-58.

[3]王水平，付敏江.開關穩壓電源.原理、設計與實用電路.[M]西安：西安電子科技大學出版社，2009，P127-136.

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關鍵詞：DX600 發射機 電源系統 濾波電路 電解電容

中圖分類號：TN838 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416(2012)02-0087-02

1、前言

我臺DX600中波發射機是美國HARRIS公司生產的由3個PB（Power Block）組成的水冷式全固態數字調幅發射機，其用于射頻功率放大器的250V直流電源是由可控硅Q1～Q6以及阻流圈和很多濾波電容組成的整流濾波電路提供的。 今年我臺兩個PB功率單元經常出現35A電源保險燒壞導致功率降低的故障，為了確保播出的安全穩定，我們對故障進行了深入分析和研究，查找故障產生的原因，解決了這個影響安全播出的技術問題。現將我們對故障的分析處理過程介紹如下。

2、電源保險故障的分析

2.1 故障現象

DX600中波發射機正常播音時，每個PB的載波功率為200kW，若出現35A電源保險故障，那個PB的LED板上功放模塊電源故障指示燈變紅，功率會突然下降到187kW甚至更低，如果保險燒壞過多，還可能導致PB自動關斷。

2.2 故障的判斷與查找

射頻放大器故障檢測電路如圖1所示，如果這條通路上8塊放大器中的任何一塊出現了保險故障或無電壓輸入，會造成A點的電壓偏低，比較器U34的輸出端就送出一個低電平故障信號，使調制編碼板上保險故障指示燈DS6變紅，同時也送到LED板，使LED板上的功放模塊電源故障指示燈變紅。

找到DS6亮紅燈的那一塊調制編碼板，用萬用表測量板上TP2、TP16、TP17和TP18測試點的電壓，發現TP16的電壓為2.5V，正常時為9.5V左右，對照圖紙可以找到這個測試點對應8塊射頻放大器。認真觀察發現其中有4塊保險故障指示燈不亮（正常工作時微亮，有保險故障時亮紅燈），DS3工作指示燈正常。至此，基本可以確定故障是射頻放大器前端的35A電源保險開路造成的。倒兩并機播出，關斷PB電源，更換保險可以排除故障。

但是，接下來的一段時間，PB2經常出現這個故障，甚至一次會有很多個35A保險燒壞，導致PB2功率下降過多而自動脫機。為此，我們對故障進行進一步進行分析。

3、產生故障根本原因的分析

(1)估算35A保險通過的平均電流，單個PB不加調制信號，高功率200kW開機時，功放電壓為250V，電流約為830A，有103塊射頻放大器工作，每個35A保險給4塊射頻放大器供電，其平均電流：

由此可以看出， 35A保險的工作電流低于額定值，正常情況下不會燒壞。我臺發射機每天播音18個小時，歷年來燒壞的35A保險還不到20只。所以，我們應該再分析電源系統，查找產生故障的原因。

(2)功放單元用的250V直流電源整流電路如圖2所示。從變壓器來的3相197V交流電通過6個可控硅變成直流，為了減少紋波分量，在整流電路與負載之間接入了LC濾波電路，濾波阻流圈L對交流分量具有很大的感抗，起到抑制交流成份的作用；與地并聯的濾波電容C對交流成份阻抗很小，進一步濾除交流分量，從而使輸出到負載上的電壓波動很小。 圖2 250V直流電源整流電路簡圖

射頻放大器供電通路如圖3所示，整流后的250V電源先接到保險板，經過8個35A的保險提供8路輸出，每一路輸出對地并聯一只5100uF濾波電容，然后給4塊射頻放大器供電。這些5100uF的電容(共有55個)就是250V整流電路中主要的濾波電容。

(3)電容充放電特性公式為：

du為電路中的紋波電壓，dt為充放電時間。

由公式可以看出：紋波電壓變大會電容導致充放電電流變大，再加上射頻放大器的工作電流，導致保險的工作電流大于額定值，燒壞保險。

(4)整流電路中電解電容不同于其他元器件，其工作壽命是有限的。正常情況下，環境溫度越高，通過的紋波電流越大，電容的使用壽命就越短，其中溫度的影響最為重要。如我們使用的一般電解電容，在紋波電流為額定值，環境溫度40℃時，使用壽命為80000小時，而85℃時,使用壽命僅為1000小時。

電解電容的失效一般有三種情況。(1)早期失效，這往往是由于制造工藝缺陷或安裝使用不當造成的。(2)正常使用時的隨機失效，這時電容的失效率很低，一般表現為容量緩慢減少，ESR逐漸變大，這些均是電解液減少而造成的。(3)達到使用壽命后的失效。這是電解電容性能急聚惡化，失效率迅速變大。

3、故障的處理以及一些維護經驗

根據上述分析可以判斷出，35A電源保險燒壞，就是因為用于濾波的部分電解電容失效，導致正常電容充放電流過大造成的。我們對PB2機柜的電容進行測量，發現55個用于250V電源濾波的電容僅有13個容值在4000uF以上,其他的42個已經完全失效，占77%，總的容值不到標稱容值的20%，擴展機柜更是僅有2個正常。拆卸下來幾只電容，發現重量明顯較輕，里面電解液已經很少，晃動時有聲音，用電容表測量，無電容值，已經完全失效。

經檢查，經常燒壞保險的部位電容都是正常的（多在左機柜和中機柜），而電容完全失效的部位則沒有燒壞過保險（擴展機柜），這個上述分析完全一致。

因此，要徹底解決電源保險經常燒壞的問題，必需換掉那些已經失效的濾波電容。由于備份的電容有限，每天還要維持近18個小時的播音，我們先進行了部分更換，在對每個PB更換了約20個新的電容后，發射機已經能正常工作，加測試信號至90%調幅，也沒有再出現燒壞保險的現象，測三大電聲指標均有所提高。

對DX600中波發射機來說，當高功率運行時，若出現有高調制度導致35A保險燒壞的現象，則表明有濾波電容失效了，需要對其進行檢查，如不及時處理，會造成電容失效加快和保險大量燒壞的后果。

高序位射頻放大器供電的電路中的電容更容易失效，這是因為高序位的放大器開通關斷更為頻繁，電容充放電次數多造成的。

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關鍵詞：LM25085；寬輸入范圍；大占空比

引言

LM25085是一個汽車級的產品，應用溫度可達（-40℃-125℃），其輸入電壓范圍很廣，并且不需要環路補償因此具有超快的瞬態響應，其工作模式為恒定導通時間工作狀態[1]，工作頻率最大可達到1MHz，輸出電壓從1.25V開始可調，具有內部的軟啟動計時器；其檢測輸出電流的方法有兩種，一是通過檢測MOSFET的導通電阻或者是通過檢測串聯在電路中的很小電阻的導通壓降來進行過流判斷[2]。

本文所設計的電路輸入電壓最低為28V，最高為28.5V，輸出電壓要求穩定在27.6V對蓄電池進行充電，占空比最大可達到98.6%。由于本文設定條件降壓幅度很小，所以如果用N型MOS管，其正向導通壓降就會有可能導致其無法降壓0.4V，而且大多數的N型MOS管控制芯片都有最大占空比限制，故而不能達到100%[3-4]。因此本文選擇P型MOS管控制芯片LM25085，選擇的MOS管型號為IRF4906。

1.1 管腳功能介紹

芯片詳細內部框圖在參考文獻[1]中給出，在此主要介紹各引腳：

1腳，ADJ：電流限制調節管腳，電流限制閾值由從VIN到ADJ的一個外部電阻器中設置，這個電阻可以外接一個小電阻也可以通過MOS管的導通電阻。

2腳，RT：導通時間控制和關機，VIN到RT的外部電阻設置降壓開關導通時間和開關頻率。 將此引腳接地會關閉控制器。

3腳，FB：電壓反饋穩壓輸出，輸入到調節和過電壓比較器。調節電平為1.25V。

4腳，GND：電路接地，所有內部電路的接地參考。

5腳，ISEN：用于電流限制檢測的電流檢測輸入，使用RDS（ON）檢測電流時，連接到PFET漏極。使用電流檢測電阻時，連接到PFET源極和檢測電阻。

6腳，PGATE：柵極驅動器輸出，連接到外部PFET的柵極。

7腳，VCC：柵極驅動器偏置穩壓器的輸出，負電壓穩壓器的輸出（相對于VIN）偏置PFET柵極驅動器。

8腳，VIN：輸入電源電壓，工作輸入范圍為4.5V至42V。

1.2 ⑹選型計算

導通時間計算： ，求得RT=1.43MΩ；

工作頻率計算：

求得工作頻率為120KHz；

限流閾值：LM25085限流通過檢測Q1的RDS（ON）或在主回路的檢測電阻上面的壓降，并將其與電阻器RADJ上的電壓進行比較。當使用檢測電阻時，電流限制功能在溫度上更準確和穩定，MOSFET的RDS（ON）具有寬的工藝變化和大的溫度系數，因此本文采用檢測電阻。計算公式為： 。選擇Rsen=10mΩ，Radj=2.4KΩ。

輸出濾波電感：紋波電流為電感電流斜坡的峰峰值，在設計中電感的選擇應保證紋波電流小于規定值。一般規定要小于輸出電流的20%，即？駐I=20%IO。此時濾波電感滿足：

把電路參數代入上式得濾波電感L=4.5uH。

2 實驗驗證

以上為Buck電路的測試波形，從圖中可看驅動與輸出波形基本穩定，輸出紋波很小效率在97%以上，滿足了設計要求。

3 結束語

本文基于LM25085的控制芯片，進行了大占空比條件下的Buck電路的設計，首先對芯片的參數進行了理論計算，根據計算進行器件選型，然后繪制電路板并進行上電老化測試。測試結果表明設計過程參數選擇基本合理，完成了設計要求。

參考文獻

[1]TI. SLUS593D. AN-2157 Constant Current Constant Voltage Buck Converter With LM25085[S].TI application note，USA：Texas Instruments Incorporated，2013.

[2]TI.LM25085 42V Constant On-Time PFET Buck Switching Controller[S].TI application note，USA：Texas Instruments Incorporated，2008.

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關鍵詞單片機;數控

中圖分類號TM4文獻標識碼A文章編號1673-9671-(2010)041-0007-01

本文所設計的數控電流源采用PIC16F877A單片機為核心部件,鍵盤、顯示、D/A、開關電源等模塊為電路。

1設計要求和總體設計思路

1.1設計要求

本設計要求:輸入220V,輸出最高12V;通過鍵盤控制輸出電流,步長為0.01A;采用LED顯示輸出電流,精度為0.02A;電流源穩流范圍為(0.2-1)A。

1.2總體設計思路

本設計采用開關電源,以達到輸出范圍和精度以及紋波的要求。根據系統要求,采用D/A轉換后,接運算放大器構成的功率放大來控制D/A的輸入,從而控制電流值的方法。本系統主要由數控部分、電源部分和鍵盤顯示電路組成。系統原理框圖如圖1所示。

圖1數控電流源原理框圖

2硬件電路設計及軟件選擇

根據數控電流源的設計要求,系統主要由控制模塊、電源模塊、D/A模塊及鍵盤顯示模塊構成。

2.1控制模塊的選擇

本設計采用的是PIC16F877A單片機控制。與AT89C51單片機相比,PIC16F877A采用哈佛結構,能實現指令的單指節化,有精簡指令集技術,尋址方式簡單,I/O口驅動能力強,具備I2C和SPI串行總線端口,電路簡潔,不僅便于開發,而且還可節省用戶的電路板空間和制造成本。程序保密性強,有低功耗、寬電壓設計,能將相當一部分器件結合到一起,使用方便,抗干擾性能提高。

2.2電源模塊的選擇

電源模塊一般主要采用全橋整流加電容濾波電路、三端穩壓集成電路外接擴流管和開關電源電路。全橋整流加電容濾波電路廣泛應用于一些要求不太高的直流電流源中,其驅動能力和后級的濾波電容有關,該電路顯著的特點就是能夠比較好的滿足電流的瞬態相應,而如果負載要求持續的大電流輸出,該電路將無能為力。三端穩壓集成電路外接擴流管既利用了穩壓集成塊良好的穩壓性能,又能夠有一定的電流輸出,在一些高精度的線性穩壓電源中被廣泛采用,但是效果較差。開關電源的功率器件工作在開關狀態,功率損耗小、效率高。與之相配套的散熱器體積大大減小,同時脈沖變壓器體積比工頻變壓器小了很多。因此采用開關電源的電流源具有效率高、體積小、重量輕等優點。

由于本設計對電源的要求比較高,尤其體現在對電源的功率和紋波電壓的要求上。因此,在這里采用的是開關電源電路。

2.3D/A轉換模塊的選擇

TLC5615為美國德州儀器公司1999年推出的產品,是具有串行接口的數模轉換器,其輸出為電壓型,最大輸出電壓是基準電壓值的兩倍。帶有上電復位功能,即把DAC寄存器復位至全零。它是串行輸入的10位高精度D/A轉換器,因此經轉換的最終輸出電壓可以達到0V～10V。10位D/A,分辨率為1/2048,選采樣電阻為15kΩ,D/A輸出的分辨率能實現步進0.01A。

2.4軟件的選擇

Protel 99 SE軟件設計系統是一套建立在IBM PC兼容機環境下的EAD電路集成設計軟件平臺。它具有電路原理圖設計、PCB(印制電路板)設計、電路的層次化設計、報表制作、電路仿真以及邏輯器件設計等功能。

Microchip公司為PIC系列單片機配備了功能強大的軟件集成開發系統Mp lab,該軟件是一個集成多種單片機應用開發工具軟件于一體的、功能完備的軟件包。

本文采用Protel 99 SE軟件設計系統進行PCB板的設計,Mp lab進行系統仿真。

3數控電流源的單片機程序實現

本文所采用的PIC16F877A單片機是Microchip公司開發的新產品,具有FLASH編程的功能,可以直接在單片機上進行如暫停CPU執行,觀察寄存器內容等操作,是目前應用最廣泛的一種PIC單片機。

單片機程序所要實現的功能是:獨立鍵盤對PIC16F877A單片機輸入數據,PIC16F877A單片機對獲得的數據進行處理,并送到10位數模轉換器TLC5615,實現對電流的控制。

在這里采用的是C語言編程,其優點是編寫代碼效率高、軟件調試直觀、維護升級方便、代碼的重復利用率高、便于跨平臺的代碼移植等。主程序流程圖如圖2所示。

圖2主程序流程圖

表1實測部分輸入電流與實際輸出電流值及誤差

4系統測試

本設計要求輸出電流范圍為0.2A-1A,恒流源模塊采樣電阻兩端電壓為200mV-2000mV,由電壓值可以推算出數模轉換模塊的參考電壓|Vref|至少為2V(Vref

表1所列的測試結果表明,本設計輸出的最大誤差為當輸入電流為32mA時,輸出電流為33mA,誤差為1mA。而題目中發揮部分要求輸出電流變化的絕對值≤輸出電流的0.1%+1mA,即1.032,所以本設計測量出來的誤差值達到了設計要求規定的誤差值。

5結論

篇7

【關鍵詞】地震數據采集；濾波系統；測試驗證

隨著近代電子技術的發展，地球物理勘探技術在不斷進步，作為最重要的地球物理勘探方法―地震勘探也在飛速的發展，無論是數據采集技術、儀器的升級改造方面，都得到了很大程度的提升。野外地震數據采集是地震勘探最重要的過程，它包括對地震信號的采集、地

震信號的放大和濾波處理、信號的預存儲，能否在數據采集過程中消除干擾，高精度地采集到所需要的有效信號，是后期數據的正確處理和解譯的關鍵，通常采用一定性能的濾波器對噪聲信號進行處理，本設計結合當前地震勘探數據采集處理的要求和電子技術發展的現狀，設計了基于FPGA的信號濾波系統。

1.濾波系統的設計與實現

地震數據采集的關鍵是地震波信號，它是地震勘探時利用人工激發產生的，在彈性不同的地層內傳播規律來勘探地下地質情況的信號。

由圖1可以看出，野外數據采集過程中能否消除干擾，高精度地采集到所需要的有效信號，是后期數據的正確處理和解譯的關鍵，地震數據解譯的正確與否又關系到后續工作的開展。數字濾波器主要有無限沖激響應數字數字濾波器（IIR數字濾波器）和有限沖激響應數字濾波器（FIR數字濾波器）。與IIR數字濾波器相比，FIR數字濾波器最顯著的優點就是可以在設計任意幅頻特性的同時，保證了嚴格的線性相位。線性相位對于一些性能較高的系統是非常重要的，所以FIR濾波器較IIR濾波器在現代信號處理中獲得了廣泛的應用。

1.1 FIR濾波器實現原理

FIR濾波器是指系統的單位沖擊響應僅在有限的范圍內有非零值的濾波器。FIR系統只有零點，因此這類系統不像IIR系統那樣易取得比較好的通帶和阻帶衰減特性。但FIR系統有自己突出的優點為易實現精確地線性相位，FDAtool為MATLAB自帶工具軟件，適合的濾波器結構為直接型結構，如圖2所示。

對應FDAtool工具箱對應FIR濾波器為卷積型結構，關鍵求出系統單位沖擊響應。系統函數為：

式中：N為濾波器階數；為輸出信號；為濾波器系數；為濾波后信號；

基于微處理器平臺編寫程序用迭代法簡單方便，把公式（2）展開，初始輸出前N個點數據有一定誤差，當輸入數據點數大于濾波器階數N時，輸出濾波指標達到系統要求。

1.2 FIR濾波器硬件實現

作為地震儀的核心，整個采集濾波系統主要包括兩部分：前端的預處理模塊和濾波器模塊。該系統的主要任務是根據實際野外勘探要求，對檢波器采集到的地震數據進行噪聲濾波處理，以獲取有效的地質構造概括等相關信息。實際中理想采樣是不存在的。在實際采樣系統中，信號經過采樣后，其頻率分量隨著頻率的的增加而不斷的衰減，且在等于采樣頻率一半處衰減為零。所以在不做均衡的情況下，必須保證采樣頻率足夠高。本文設計的FIR數字濾波器為低通濾波器，采樣率為4M，截止頻率為500kHz。因此采樣保持電路的驅動時鐘頻率為4MHz這里信號恢復低通濾波器截止頻率選取為1.3M低通濾波器，這是結合理論和實驗得到的。硬件原理圖如圖3所示。

2.濾波系統的測試與分析

2.1 測試方法

輸入不同頻率的正弦波，觀測輸出正弦波的幅度，同時比較輸入、輸出波形，得出輸入、輸出波形的相位差。

由于輸出波形肯定滯后于輸入波形，所以相位差必然為負數。為了更精確的得到相位關系，測試時不直接在示波器上測試，而是將數字示波器各組波形存儲在計算機上，在計算機上采用示波器軟件Ultrascope，用時間軸測出兩個對應的峰值的時間差，根據輸入正弦頻率的，計算出相位差。如圖4所示，輸入正弦頻率60KHz，輸出應該滯后與輸入波形，用兩個時間軸分別對準輸入輸出信號對應的波峰，讀出時間差為12.47us，那么這兩個波形的相位差為-269.352。本文中測量相位差時均先記錄相位差的范圍為0°到-360°，這是由于小于-360°可以等效在0°到-360°范圍內的相位差。理論設計的數字濾波器相頻特性表明，該濾波器在阻帶截止頻率內有線性相位，因此只測試輸入信號頻率小于600kHz的樣本的相位差。

2.2 測試結果及數據分析

如圖4所示，濾波器的輸入和輸出波形均為正弦波，無明顯失真。說明濾波器在處理單頻信號時，引入其他諧波干擾在合理范圍內。在測試FIR濾波器時，輸入正弦信號幅度為1.0V，輸入信號的步進為20kHz。但是由于示波器的測量數據可能與信號源顯示數據不同，再加上示波器的線可能衰減高頻信號，所以輸入信號的幅度必須測量，根據測試得到的數據可以畫出實際濾波幅頻特性。

從圖5可以看出，幅頻曲線為一個低通濾波器。分析數據得到實測數據相對于理論數據通帶無紋波，這應是測試誤差造成的，但總體符合理論設計。在過渡帶頻率的信號衰減大于理論衰減，這應是由抗混疊濾波器和信號恢復濾波器的衰減引起，但偏大的衰減出現在過渡帶，不影響濾波器性能這表明，抗混疊濾波器和信號恢復濾波器會影響系統特性，設計時應注意選擇這兩個濾波器的指標。同時可以觀察到，輸入信號頻率繼續增大時，實際衰減沒有理論衰減大。在測試中發現，如圖6所示，在測試阻帶中的樣本時發現正弦波上疊加了噪聲，這造成了測試時讀出的峰峰值增大。由于通帶和過渡帶信號樣本幅度較大，噪聲對衰減的計算影響較小。而由于阻帶內濾波器輸出信號較小，干擾的幅度對衰減計算影響較大。測試表明，當電源空載時電源和地之間存在20mV左右紋波，這個干擾應是由電源引入的。因此在實際應用中，應使用紋波小的電源，以減小電源引入的干擾。

3.結論

數字信號處理在生物醫學、圖像視頻、雷達、通信、航空航天以及地球物理探測等領域都有廣泛應用。數字信號處理技術已經逐步取代了模擬信號處理技術的主導地位，使地震勘探發生了質的飛越。在采集模塊前端運用高精度ADC將模擬信號轉換為數字信號，整個地震數據信號處理過程就以數字化的形式進行，實時根據數據處理要求編程實現各種功能，有利于大規模的地震數據的快速批量處理，大大簡化信息分類、查找等過程，為了提高信噪比，獲得精確、可靠的反演和解釋結果，本文設計了高速的濾波系統，提高了信號的采集準確性，測試結果表明設計效果較好。

參考文獻

[1]羅福龍.地震勘探發展技術綜述[J].石油儀器，2005，19 （2）：1-5.

[2]胡文靜，陳松，劉翔.基于FPGA的嵌入式程控數字濾波器實現研究[J].子器件，2009，32（6）：1040-1042.

[3]徐瑤瑞.抗混疊濾波器的原理及TLC1564在神經誘發電位檢測儀中的應用[J].醫療裝備，2009，2（12）18.

[4]兵，平利姣，朱自強.淺層地震勘探數據擬同步采集時差分析與實踐[J].地球物理學進展，2008，23（6）：1958-1962.

[5]兵，平利姣，朱自強.淺層地震勘探數據擬同步采集時差分析與實踐[J].地球物理學進展，2008，23（6）：1958-1962.

[6]維亮，庹先國，李懷良，等.高速多通道地震數據采集處理系統[J].儀表技術與傳感器，2011（3）：61-63.

[7]吳黎慧，蒲南江，高磊.基于FPGA的FIR濾波器的誤差分析[J].子測試，2011，34（08）：56-58.

篇8

關鍵詞： 功率因數校正； 單ADC； 預計算； 數字信號處理器

中圖分類號： TN873+.5?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）14?0158?04

Abstract： Traditional digital power factor correction uses three analog?to?digital converters. Each converter， especially for the inductive current one， increases the cost and the complexity of the system. A digital power factor corrector based on Boost is presented in this paper， in which only one ADC is used for control loop to sample the average output voltage and the ripple of the output voltage. The duty cycles that the switching tube needs are precalculated. The sampled average output voltage forms the output average and the sampled output voltage ripple forms output voltage ripple loop. These two loops control the corresponding part of the duty cycle respectively， which makes the power factor correction effect of the whole system higher. TMS320F28335 DSP is used as a control chip. The experiment results verified the correctness of the method.

Keywords： power factor correction； single ADC； pre?calculation； DSP

0 引 言

傳統的功率因數校正通常需要三路ADC（Analog?to?Digital Converter），分別為采樣輸入電壓、輸出電壓和電感電流，使得電路復雜程度相對較高。其中，電感電流的采樣通常使用采樣電阻來實現[1]。但是，采樣電阻上能量的損耗較大，會對電路整體的效率產生影響。采用數字控制時，電感電流的采樣頻率和開關頻率相同，在保證較高開關頻率的同時，電感電流的采樣頻率也相對較高，這樣會導致控制周期縮短，對運算量也提出了很高的要求。

文獻[2]把傳統的PI雙環控制用可編程邏輯門陣列（FPGA）來實現。文獻[3]推導出基于電感波谷電流的占空比計算公式，減少了計算量。文獻[4?7]中采用單周期控制以及新型控制策略，省去了對輸入電壓的采樣。文獻[8]采用了預測電流控制，把輸入電壓采樣改為過零檢測，從內部產生正弦參考信號，減小了計算量。文獻[9]通過采樣負載電流和輸入電壓來計算占空比，省去了對電感電流的采樣。文獻[10]把電感電流的采樣轉化為對電容電壓的采樣，減小了電路的損耗。

本文采用占空比預先計算的方法，將傳統PFC控制的三路ADC減少為一路ADC，只對輸出電壓和輸出電壓紋波進行采樣，從而簡化了采樣電路的設計，也降低了控制回路的計算量。

1 占空比值的預計算

在數字功率因數校正器中，控制器的開關管可以由數字控制器輸出不同占空比的PWM波進行控制。本文所采用的方法是將要用的占空比值提前計算好，并存儲在DSP內部，所以數字控制器不再需要對占空比進行實時的計算。對于不同的拓撲結構來說，占空比的計算方法也是不一樣的。如圖1所示，本文采用的是Boost電路拓撲，電路工作在CCM模式下，占空比的計算方法也是在Boost電路基礎上進行分析的。

2 控制算法

通過上面的分析，可以在特定的情況下計算出所需的占空比，但是在參數有變化時，預先計算的占空比可能就會不適合變化后的情況。所以，需要系統對參數的變化能自動響應，這就要加入閉環控制。除此之外，系統需要將計算好的占空比與輸入交流電壓信號進行同步，所以說需要對輸入電壓加入過零檢測環節。本文采用了模擬比較器，當輸入電壓過零時，比較器的輸出產生一個突變沿，DSP通過捕獲模塊捕獲這個突變沿，從而使得占空比的輸出能和輸入電壓同步，也保證了電流和電壓的同相位。下面，分析兩種不同的算法，分別對預先計算好的占空比進行修改。

2.1 用惟一參數調節占空比

最方便的方法是利用Boost變換器工作在CCM模式下時的占空比計算式來調節，如下：

如果在一個周期內，輸出電壓不為期望值，那么相應的占空比值也要做調整。采用這種方法時，占空比的值通過式（3）預先計算好，系統中加入了一個簡單的PID調節器。這個調節器與傳統PFC中的電壓環類似，通過采樣輸出電壓平均值來改變占空比。

改變計算好的占空比時，不僅僅是要改變一個開關周期的值，而是要改變所有存儲器內部的值。一種方法是將存儲器中的每一個值乘以電壓環的輸出，但這種方法會導致占空比波形歪曲，見圖2。從圖中可以看出，當按d（t）調節時，占空比的值不是從1開始到1結束，這樣會導致占空比值與理想值有偏差，會影響實際的PF值。而按1-d（t）調節時，調節后的值與理想值偏差較小，對PF值影響也較小。

具體的控制框圖見圖3，經過采樣后的輸出電壓與參考電壓相減，得到的偏差經過調節器輸出為k，k與1-d相乘后可以得到調節后的占空比。調節器的原理見圖4。PID調節器的輸出為δ，當系統在穩態時，δ值為0，所以k為1，d的值沒有變化。當輸出電壓有偏差時，相應的δ也會有值，從而可以調節占空比d的大小。

這種方法根據式（3）預先計算好占空比值再進行調節，但是當負載發生變化時，由于輸出電壓變化不明顯，系統不能很好地感知負載變化，相應的占空比d的調節也不會改變，從而會對功率因數校正的效果產生一定影響，這方面的不足可以通過下面一種方法補。

2.2 用兩個不同參數調節占空比

為了彌補第一種方法的不足，將式（3）中的占空比d分為d1和d2兩個部分，如下：

兩個參數的變化曲線分別見圖5和圖6。從圖5可以看出，d1是控制占空比的主要部分，而d2主要的作用是消除由負載變化產生的電流畸變。圖5的結果顯示了輸入電壓變化對d1的影響很大，而輸出功率的變換則對其產生的影響很小，所以，d1可以由輸出電壓平均值來控制。因而輸出電壓的紋波被忽略了，不會對d1產生影響。所以，d1的控制方法與第2.1節第一種方法相同，通過存儲1-d1的值來修改預先計算的占空比值。

d2部分的值取決于輸入電流的大小。從式（6）中可以看出，輸入電流與電路的功率成正比。所以，當負載發生變化時，會對輸入電流產生影響，進而會改變d2的大小。系統雖然不能測量輸出功率，但是可以通過輸出電壓的采樣來得出輸出電壓的紋波，由式（4）可知，輸出電壓紋波與輸出功率成正比。所以，通過對輸出電壓紋波的采樣，可以相應地調整d2的大小。

從圖6還可以看出，d2也取決于輸入電壓，所以輸出電壓調節器也用來控制d2。這種方法的控制框圖見圖7。從圖7可以看出，與第一種方法相同的平均輸出電壓環用來對d1進行控制。同時，d2的控制不僅僅用到了平均輸出電壓環，還采用了輸出電壓紋波環路。輸出電壓紋波環路的作用與傳統功率因數校正的電流換相類似。

與第一種方法類似，1-d1是由k進行調節的。但是，由于d2是直接存儲的而不是1-d2，并且1-d1和d2的符號相反，所以調節器的輸出應該為。由于PID調節器的輸出δ在0左右，所以可以得出式（9）。圖8為用于控制d1和d2的輸出平均電壓環，其中，1-d1由k進行調節，d2由進行調節。

3 實驗部分

3.1 方法實現

本文所用的控制器是TI公司的TMS320F28335數字信號處理器。外部晶振頻率是30 MHz，系統時鐘頻率為150 MHz。開關頻率和采樣頻率都是100 kHz，所以每半個輸出交流電壓周期內有1 000個采樣點，這1 000個采樣點所對應的占空比值會預先計算好，并存放在數組中，不斷刷新數組就能達到改變占空比的目的。

輸入電壓過零檢測部分先將輸入電壓降至15 V左右，再經過比較器和反相器整形，輸出一個頻率為50 Hz的方波。DSP的A/D采樣以及捕獲引腳都加入箝位電路，保證了DSP的安全性。具體電路參數見表1。

3.2 實驗結果

第2節分析的兩種方法都通過實驗驗證了其合理性，具體實驗結果見圖9～圖11。

圖9為在不同的輸出功率情況下，兩種方法的實驗結果。占空比是按照輸入電壓220 V、輸出電壓400 V、負載功率300 W的情況進行計算的。從圖9可以看出，兩種方法功率因數校正的效果都是隨著負載功率的上升而上升，并且負載功率越接近計算值，功率因數就越接近1。圖10和圖11分別表示的是在輸入電壓為110 V和220 V時電路滿載測試的結果。可以看出，當電路滿載時，所采用的方法能很好地達到功率因數校正的效果，輸入電流接近正弦波并且能很好地跟蹤輸入電壓波形。實測PF值分別為0.985和0.992。

4 結 論

本文通過分析兩種基于Boost電路的單個ADC功率因數校正的方法，簡化了傳統功率因數校正電路結構。為了能夠很好地達到功率因素校正的效果，占空比的值預先計算好，并且通過平均輸出電壓環以及輸出電壓紋波環兩個閉環控制來改變相應的占空比值。實驗結果表明，兩種方法都能達到功率因數校正的效果，并且PF值最高可以達到0.992。

參考文獻

[1] 王武，葉開明，陳浩龍，等.混合導通模式Boost PFC的控制策略研究[J].電工電能新技術，2015（7）：16?21.

[2] 鄒濤，周小方.基于FPGA的交錯并聯PFC的研究[J].現代電子技術，2015，38（8）：120?123.

[3] 梅寒潔，何樂年.一種新穎高功率因數PFC的數字控方法[J].電源技術，2015（2）：360?362.

[4] 陶海燕，錢承山，毛鵬，等.Boost PFC變換器數字控制研究[J].電子器件，2013（6）：889?893.

[5] 王智，方煒，劉曉東.數字控制的單周期PFC整流器的設計與分析[J].中國電機工程學報，2014（21）：3423?3431.

[6] 田書欣，鐘莉娟，楊喜軍，等.新型控制策略的數字有源功率因數校正的實現[J].電力電子技術，2010（2）：56?57.

[7] 喬琳君.單周期控制的無橋APFC電路仿真研究[J].現代電子技術，2013，36（19）：131?134.

[8] 李宋，葉滿園.預測平均電流控制PFC Boost變換電路的研究[J].電力電子技術，2011（12）：120?122.

[9] 趙慧，沈錦飛.基于DSP的Boost PFC軟開關變換器研究[J].電力電子技術，2012（2）：99?101.

[10] QIU Y， CHEN X， LIU H. Digital average current?mode control using current estimation and capacitor charge balance principle for dc?dc converters operating in DCM [J]. IEEE transactions on power electron， 2010， 25（6）： 1537?1545.

篇9

關鍵詞：電源開關 并聯 供電

中圖分類號：TN710 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2013）09-0099-01

在諸如計算機服務器、通信基塔、空間站等要求大功率、高效安全可靠、不間斷供電的電源系統場合，假如使用單個開關電源模塊供電，那么開關電源模塊主電路需要處理非常大的功率，所承受的電應力大，這給主電路功率器件的選擇、開關頻率和功率密度的提供造成了不便，并且一旦開關電源模塊發生故障，則將可能造成整個電源系統崩潰。采用多個開關電源模塊并聯運行，來提高輸出功率，以減輕單個電源模塊的負擔，是目前開關電源系統發展的一個方向。

多個開關電源模塊并聯運行雖然提高了可靠性，并能實現電路模塊標準化等優點，但是并聯工作的各個電源模塊特性不可能完全一樣，若不采取處理可能會影響其中的模塊承受較大的輸出電流，引起分配電流不均，導致該模塊甚至整個電源系統的故障。因此，在多模塊并聯運行系統中必須引入有效的均流控制策略，從而使各模塊均勻地承擔負載功率，提高系統的可靠性。

1 DC-DC模塊設計方法及實現方案

本系統實驗電路采用TI公司的開關降壓轉換集成芯片TPS5430構成DC-DC主電路，TPS5430內部集成PWM產生電路、高位場效應管驅動電路以及110m歐低導通電阻的NMOS開關管，效率高達95%，輸出電流最高可達到3A，有較寬的輸出電壓范圍。TPS5430固定500KHz開關頻率，因此可采用較小的濾波電容、電感消除紋波。同時，TPS5430集成度高，只需要配合少量元器件（自舉電容、起儲能與濾波作用的電感與電容、反饋電阻），構成BUCK電路，即可高效、精確、穩定地得到輸出電壓，單電源模塊應用原理圖如圖1所示。

（1）二極管的選取。為了達到高效率，要使用壓降小并且恢復速度快的續流二極管D1。普通的二極管，正向壓降比較大，同時，由于開關管高速地在導通與截止狀態之間轉換，普通二極管反應速度不夠快，二極管會大量發熱并且使TPS5430的輸出波形也會受到影響，整個系統的效率很低。

（2）輸出濾波器的選擇。電感L1和電容C1是DC-DC輸出濾波器的關鍵，它們共同擔負著儲能與濾波的作用。在設計輸出濾波器時，可以選擇一階LC濾波器或二階甚至更高階LC濾波器，但兼顧到對效率及紋波的要求，可選擇低階濾波，以降低濾波器的消耗。由于TPS5430開關管的工作頻率為500KHz，頻率較高，故對電容電感的選擇已經較為苛刻。

2 均流控制方法及實現方案

主從均流法、輸出阻抗法、最大電流自動均流法、平均電流自動均流法和外加均流控制器法等是目前開關電源并聯供電系統常用的均流方法，其中最大電流自動均流法具有均流精度高、負載調整率高、動態響應好、易于實現冗余的特點而得到廣泛應用。負載共享控制器UCC39002設計原理是根據最大電流自動均流法設計，它控制多個獨立電源或者DC/DC模塊并聯供電自動均流的理想選擇。

在本系統實驗電路中，使用兩片UCC39002實現均流控制。在DC-DC模塊正常工作時，將兩路UCC39002的均流母線LS連接，根據UCC39002均流原理，UCC39002將會自動選出電流最大的一路，并將最大的一路電源作為主電源，此路UCC29002內部的三極管截止，即沒有電流流入其ADJ腳，故該路中只是反饋線上比無UCC39002時多了一個小電阻R4。而電流較小的另一路電源成為從電源，均流母線上的電壓將由主電源的輸出電流決定，從電源的UCC39002接收到母線上的信號后，會控制從電源DC-DC模塊稍稍提高輸出電壓，具體工作原理是，從電源UCC29002內部三極管導通，此三極管發射極有一個500Ω電阻到地，此時通過該三極管的電流即為/500，有此附加電流流過R4后，A點電壓下降，從而B點基準電壓也下降，而不再是1.22V，此時為了使恢復到1.22V，TPS5430將增加PWM脈沖寬度，增加V從而提高該路電流輸出，減小與主電源的電壓差，通過減小從電源與主電源的電壓差來提高該路輸出電流，從而達到均流。

3 過流保護故障與自動恢復方法及實現方案

在本系統實驗電路中，采用硬件電路實現。當開關電源的輸出電流超過規定值時，利用電阻采樣轉換為電壓與可預置的基準電壓比較后，控制TPS5430的開關頻率輸出使能端ENA，也可設計為控制繼電器斷開負載，起到保護作用。為了實現自動恢復功能，本系統設計了單穩態觸發延時電路，每次觸發后系統停止工作可預值時間后，繼續檢測過流故障是否已經被排除。如果過流故障排除，系統自動恢復。

4 結論

根據所設計的實驗電路，我們試制了實驗樣機，通過實驗數據測試與分析，調整實驗負載電阻至額定輸出功率為32W工作狀態下，供電系統的直流輸出電壓V維持在8.0±0.28V之間，紋波電壓峰峰值在30mV左右，供電系統的效率高達93.6%，調整負載電阻至額定電流值范圍內的任意輸出電流值，兩個電源模塊的輸出電流的相對誤差絕對值小于3.2%，均流效果非常好，同時該系統集成性高，電路結構簡單，所用器件少，還不易發熱，保證了整個系統高效、穩定、可靠的運行。

參考文獻：

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【關鍵詞】通道故障；典型事故；故障分析；時鐘方式

【中圖分類號】U472.42 【文獻標識碼】A 【文章編號】1672—5158（2012）08—0301-02

引言

隨著光纖通信技術的發展，在縱聯保護通道的使用上，目前已經由過去的載波、微波通道變為以光纖為主的通道方式。由于光纖通道所具有的先天優勢，隨著它與繼電保護的結合，使得光差保護在電網中得到越來越廣泛的應用，但由此帶來的通道異常的情況也越來越多。

1.光纖連接方式簡介

以前使用的PDH網絡采用異步復用方式，不能保證大容量信息的可靠傳輸，并且PDH網絡沒有世界標準的電接口和光接口規范，所以已完全被SDH的復用通道連接方式代替。因此目前光纖連接方式有專用光纖連接方式、PCM的復用通道連接方式、SDH的復用通道連接方式三種。

2.光纖保護通道故障頻發的原因

2.1 對于復用PCM通道來講，由于通道傳輸中間環節多、時間延長，因此出現通道故障的概率也大得多。

2.2 由于保護、通訊人員專業溝通不夠，保護人員不熟悉通信知識，當遇到通道故障問題時，缺乏解決問題的有效手段和經驗，很男快速診斷故障。

2.3 通信人員在光纖保護通道聯調之前未進行通道測試，從而導致通道聯調后可能出現通道故障的問題。

3.光纖保護通道故障典型事例

3.1 典型事例1：

3.1.1 故障現象：某220KV線路單側RCS-931AM保護裝置報“通道告警信號”，在保護通訊人員到達現場前“通道告警信號”就已消失，恢復正常運行方式后不久“通道告警信號”又出現。

3.1.2 查找過程：保護、通訊人員到現場后對保護通道進行了徹底檢查，兩側保護、光電轉換裝置收發的光功率、誤碼測試結果均正常，保護裝置CPU板上尾纖外觀檢查無異常。裝置重新上電后保護通道告警信號恢復正常，通道故障查找一時陷入困境。經過認真查閱技術資料，保護人員采取了檢測保護裝置收信靈敏度的辦法，在告警側通道的保護裝置收信端串入3dB光衰耗，結果本側保護裝置“通道告警信號”又發出，經過認真檢查告警原因為光接收端的砝瑯盤內瓷芯有小的裂紋，更換保護CPU后通道恢復正常。

3.1.3 改進措施：應在光差保護定期檢驗時重點做好保護裝置收信靈敏度試驗。

3.2 典型事例2：

3.2.1 故障現象：某220KV線路正常運行在充電狀態，線路故障時充電側開關兩套主保護只有縱聯距離PSL-602GC主保護動作，而縱聯差動RCS-931A主保護未動作。

3.2.2 查找過程：經保護人員檢查，故障時兩側的RCS-931A主保護壓板均在投入位置（線路故障時在充電狀態），保護具備主保護動作條件，由于RCS-931A保護裝置沒有記錄轉發遠跳命令的功能，因此無法判別本側保護是否轉發對側RCS-931A保護的遠跳命令。

在查找RCS-931A通道故障記錄時發現，盡管線路故障時無“通道告警信號”，但開關熱備的一側拉合刀閘時本側的RCS-931A保護會發“通道異常信號”，因此初步把查找重點放在通訊機房，最終確定在MUX-64K收信接線（雙絞線）在端子上壓接較松動，重新緊固接線后有刀閘有操作時保護無通道告警信號。

3.2.3 改進措施：由于光電轉換裝置一般放在通訊機房，因此在春檢工作中往往成為保護檢驗的盲點，因此必須強調把對光電轉換裝置的檢驗作為定期檢驗工作的重要一環。

4.光纖保護通道常見故障原因分析：

4.1 由于尾纖頭有塵土或接觸不良

當尾纖頭連接不可靠或光纖頭不清潔時，盡管仍能收到對側數據，但由于收信裕度大大降低，當系統擾動或操作時，會導致通道異常。例如經過實際檢驗，當尾纖凸臺沒有對上缺口就擰緊，則會增加10-20dB的通道衰耗。

4.2 光電轉換裝置接PCM機的屏蔽雙絞線使用不規范

光電轉換裝置接至PCM機的屏蔽雙絞線要求使用四芯帶屏蔽雙絞線，且屏蔽層應可靠一點接地。若屏蔽雙絞線接至配線架，需保證連接可靠，可以采用鳳凰端子擰接的方式。

4.3 光電轉換裝置不接地或接地不良

如果光電轉換柜的接地本身不良，同樣會造成光電轉換裝置接地不良。在正常運行時，光電轉換裝置與保護裝置顯示正常，而一旦有故障或刀閘操作時，光電轉換裝置受到干擾，很可能會造成保護裝置發出通道告警信號。

4.4 通信電源紋波系數高

通訊電源一般采用-48V電源，對紋波系數有比較高的要求，一般要求不超出100mv，現場實際工作經驗表明，當發現電源紋波比較大時，光電轉換過程會出現誤碼。

4.5 復用通道的其它問題

保護使用通訊提供的復用通道時，各種設備均有可能出現問題，其中以PCM機出現問題的概率最大，一般原因為時鐘設置不合規范的問題；其次為通訊光板有問題，當通信設備出現問題后，通道掛誤碼儀測試就能反映出來，目前對通道誤碼儀自環檢測時間的要求應不小于24小時。

4.6 光接收端的砝瑯盤內瓷芯碎裂

當光接收端的砝瑯盤內瓷芯碎裂時會造成通道異常，這時通過光功率的測量也無法發現，必須要通過靈敏度檢查才能發現問題。一般情況下砝瑯盤內瓷芯嚴重碎裂時，通過肉眼觀測就能發現碎裂、碎片。而當砝瑯盤內瓷芯發生較輕的碎裂時可能會只有裂紋，這時通過肉眼觀測比較難發現，只有通過傳輸光功率測量才能發現。

5.防止光纖保護通道故障頻發的措施：

5.1 在保護通道暢通后要盡量減少光纖頭的插拔次數，以免損壞光纖頭。

5.2 定期檢驗時應使用正確方法方法做好光纖頭的清潔，光纖在插入砝瑯前，纖芯的瓷芯端面應用浸有無水酒精的紗布擦干凈。

5.3 對光差保護應定期做好巡檢工作，特別對通道的誤碼、失步次數做到定期觀察。

5.4 保護裝置應盡可能直接復用2M口數字通道（取消PCM機），經過光電轉換后直接接入通訊設備。

6.目前山西對光纖縱聯差動保護裝置（2M）接口時鐘方式的統一規定

為了保護裝置的安全可靠運行，便于保護通道的統一管理，結合各廠家保護及接口裝置的不同特點，省公司對現運行的差動保護裝置（2M）接口時鐘方式作出統—規定：

6.1 對南瑞RCS-931AM保護裝置：規定保護時鐘設為“從-從”方式，通信PCM時鐘設為“主-從”方式。

6.2 對國電南自PSL-603保護裝置：規定保護時鐘設為“從-從”方式，通信PCM時鐘設為“主-從”方式。現運行的保護光電轉換GXC-2M型裝置需更換為GXC-64/2M型裝置，以滿足此方式。

6.3 對許繼WXH-803保護裝置：規定保護時鐘設為“主-從”方式，通信PCM時鐘設為“從-從”方式。