電路開關設計管理論文

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摘要：介紹了一種有源箝位Flyback變換器ZVS實現方法，并對其軟開關參數重新設計。該方案不但能實現主輔開關管的ZVS，限制輸出整流二極管關斷時的di/dt，減小整流二極管的開關損耗，同時也有效地降低了開關管的電壓應力。

關鍵詞：零電壓開關；電流反向；有源箝位

引言

Flyback變換器由于其電路簡單，在小功率場合被普遍采用。但是，由于變壓器漏感的存在，引起開關管上過高的電壓應力。普通的RCD嵌位Flyback變換器其漏感能量消耗在嵌位電阻R上，開關管上電壓應力的大小取決于消耗在嵌位電阻上能量的大小。消耗在嵌位電阻上的能量越多，開關管的電壓應力就越低，但也影響了整個變換器的效率，因此，普通的RCD嵌位Flyback變換器總存在著開關管電壓應力與整個變換器效率之間的矛盾。

輕小化是目前電源產品追求的目標。而提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關頻率提高的瓶頸是開關器件的開關損耗，于是軟開關技術就應運而生。一般，要實現比較理想的軟開關效果，都需要有一個或一個以上的輔助開關為主開關創造軟開關的條件，同時希望輔助開關本身也能實現軟開關。

本文介紹的一種有源嵌位Flyback軟開關電路，不但能實現ZVS，而且也解決了前述的普通RCD嵌位Flyback變換器中存在的問題。

1工作原理

電路如圖1所示，其兩個開關S1及S2互補導通，中間有一定的死區以防止共態導通。變壓器激磁電感Lm設計得較大，使電路工作在電流連續模式（CCM），如圖2的iLm波形所示。而電感Lr設計得較小（LrLm），使流過Lr的電流在一個周期內可以反向，如圖2的iLr波形所示。考慮到開關的結電容以及死區時間，一個周期可以分為8個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。其工作原理如下。

1）階段1〔t0，t1〕該階段S1導通，Lm與Lr串聯承受輸入電壓，流過Lm及Lr的電流線性上升。

V2=Vin(Lin/Lm+Lr)（1）

由于LrLm，所以式（1）可簡化為

V2≈Vin(2)

2）階段2〔t1，t2〕t1時刻S1關斷，Lm及Lr上的電流給S1的輸出結電容Cr1充電，同時使S2的輸出結電容Cr2放電。t2時刻S2的漏源電壓下降到零，該階段結束。

圖2

3）階段3〔t2，t3〕當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導通，將S2的漏源電壓箝位在零電壓狀態。Lr和Lm串聯與嵌位電容Cclamp諧振，Cclamp上電壓vc緩慢上升，v2上電壓也緩慢上升。

v2=(Lm/Lm+Lr)vc（3）

4）階段4〔t3，t4〕t3時刻S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經S2。此時間段依然維持Lr和Lm串聯與嵌位電容Cclamp諧振，v2緩慢上升。

5）階段5〔t4，t5〕t4時刻v2上升到一定的電壓使副邊二極管D導通，v2被嵌位在－NVo。Lr與Cclamp諧振。在保證t5時刻Lr電流反向的情況下，其諧振周期應該滿足

式中：toff為主開關管S1一個周期內的關斷時間。

圖3

t5時刻S2關斷，該階段結束。

6）階段6〔t5，t6〕t5時刻Lr上的電流方向為負，此電流一部分使S1的輸出結電容Cr1放電，另一部分對S2的輸出結電容Cr2充電。t6時刻S1的漏源電壓下降到零，該階段結束。

7）階段7〔t6，t7〕當S1的漏源電壓下降到零之后，S1的寄生二極管就導通，將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就為S1的零電壓導通創造了條件。此時，Lr上的承受電壓v1為

v1=Vin＋NVo（5）

Lr上電流快速上升。流過副邊整流二極管D電流iD則快速下降。

diD/dt=－N[Vin+NVo]/Lr+NVo/Lm)（6）

考慮到LrLm，式（6）可簡化為

diD/dt=－N(Vin+NVo)/Lr（7）

8）階段8〔t7，t8〕t7時刻S1的門極變為高電平，S1零電壓開通，流過寄生二極管的電流流經S1。t8時刻副邊整流二極管D電流下降到零，D自然關斷，電路開始進入下一個周期。

可以看到，在這種方案下，兩個開關S1和S2實現了零電壓開通，二極管D自然關斷。

2軟開關的參數設計

假定電路工作在CCM狀態。由于S2的軟開關實現是Lr與Lm聯合對Cr1及Cr2充?電，而S1的軟開關實現是單獨的Lr對Cr1及Cr2充放電。因此，S2的軟開關實現比較容易，而S1的軟開關實現相對來說要難得多。所以，在參數設計中，關鍵是要考慮S1的軟開關條件。

電流連續模式有源嵌位Flyback變換器ZVS設計步驟如下所述。

2.1變壓器激磁電感Lm的設定

由于Lr的存在，變換器的有效占空比Deff（根據激磁電感Lm的充放電時間定義，見圖2）要小于S1的占空比D，但是由于t5～t8時刻iLr的上升速度非常的快，所以可近似地認為Deff=D。這樣，根據Flyback電路工作在CCM條件，則

式中：η為變換器效率；

fs為開關頻率；

PoCCM為變換器的輸出功率。

在實際設計中，為了保證電路在輕載時也能工作在電流連續模式，Lm一般取為

2.2電感Lr的設定

為了實現S1的ZVS，t5時刻儲存在Lr內的能量足以令S1的輸出結電容Cr1放電到零，同時使S2的輸出結電容Cr2充電到最大。即

式中：vds=vds1=vds2≈Vin＋NVo；

Cr=Cr1＋Cr2。

根據式（4）取定合適的諧振周期可以令

2.3電容Cclamp的設定

根據式（4）有

在滿足式（15）的前提下，取定合適的Cclamp令iLrmax=iLrmin。

2.4死區時間的確定

為了實現S1的ZVS，必須保證在t6到t7時間內，S1開始導通。否則Lr上電流反向，重新對Cr1充電，這樣S1的ZVS條件就會丟失。因此，S2關斷后、S1開通前的死區時間設定對S1的ZVS實現至關重要。合適的死區時間為電感Lr與S1及S2的輸出結電容諧振周期的1/4，即

嚴格地講，開關管輸出結電容是所受電壓的函數，為方便起見，在此假設Cr1與Cr2恒定。

2.5有效占空比Deff的計算

有效占空比Deff比開關管S1的占空比D略小。

Deff=D－ΔD（17）

[(Vin+NVo)/Lr]ΔDT≈2(P/DVin)（18）

ΔD≈2PLrfs/DVin(Vin+NVo)（19）

代入式（17）得

Deff=D－2PLrfs/(DVin(Vin+NV0)（20）

2.6開關管電壓應力計算

Vs1,s2≈Vin＋NVo＋(2PLrfs/DVin(1-D)（21）

式（21）中第三項相對來說較小，故開關管的電壓應力接近于Vin＋NVo。

3實驗結果

為了驗證上述ZVS的實現方法，設計了一個實驗電路，其規格及主要參數如下：

輸入電壓Vin48V；

輸出電壓Vo12V；

輸出電流Io0～5A；

工作頻率f100kHz；

主開關S1及S2IRF640；

變壓器激磁電感Lm144μH；

變壓器原副邊匝數比n=N8/3；

電感Lr10μH；

電容Cclamp2μF。

圖4給出的是負載電流Io=2A時的實驗波形。從圖4（e）及圖4（f）可以看到，S1和S2都實現了ZVS。圖5給出了兩種Flyback電路的效率曲線，可以看到，有源嵌位Flyback軟開關電路有效地提升了變換器的效率。

4結語

有源嵌位Flyback軟開關電路在實現主開關及輔助開關ZVS的同時，也實現了輸出整流二極管的自然關斷，因此，有效地減少了開關損耗，提高了變換器效率。另外，它也大大地降低了開關管的電壓應力，這從實驗波形中可以看得比較清楚。