振逆變器控制管理論文

導語：振逆變器控制管理論文一文來源于網友上傳，不代表本站觀點，若需要原創文章可咨詢客服老師，歡迎參考。

摘要：負載串聯諧振和負載并聯諧振是常見的感應加熱方式，前者由于具有一系列良好的特性已經得到了越來越廣泛的應用。重點介紹了負載串聯諧振的逆變控制,并給出了相關的實驗結果。

關鍵詞：負載串聯諧振；頻率跟蹤；延時補償

1概述

逆變電路根據直流側儲能元件形式的不同，可劃分為電壓型逆變電路和電流型逆變電路。電流型逆變器給并聯負載供電，故又稱并聯諧振逆變器。電壓型逆變器給串聯負載供電，故又稱串聯諧振逆變器。

串聯諧振逆變器在感應加熱領域應用非常廣泛，圖1是它的基本原理圖。它包括直流電壓源，開關S1～S4和RLC串聯諧振負載。

由于設計的是電壓型負載高頻逆變器，而達到高頻，則要減小開關損耗。減小開關損耗的方法之一就是采用零電流開關。對于串聯RLC電路，只有在LC串聯諧振時，使得流過電阻R的電流iR和加在RLC兩端的電壓URLC同步，才能達到零電流開關要求。為此在全橋電路控制方式中，我們選取雙極性控制方式。即開關管Sl和S3，S2和S4同時開通和關斷，其開通時間不超過半個開關周期，即它們的開通角小于180°。

2逆變控制電路的設計

控制電路原理框圖如圖2所示。從圖2可以看出，逆變電路可以工作在他激和自激兩種狀態。當逆變電路工作在他激狀態時，控制信號從他激信號發生器發出，電路工作頻率固定，由他激信號發生器控制。當逆變電路工作在自激狀態時，電路的輸出電流信號經過電流互感器采樣，通過波形變換把正弦波變成方波，然后方波信號經單穩態電路防止干擾，接著送到頻率跟蹤電路，使得開關管的工作頻率能夠跟蹤電流反饋信號。工作在自激狀態時，逆變電路的工作頻率由負載本身的固有頻率決定。本電路中逆變電路的工作頻率由放電負載和變壓器漏感組成的串聯諧振電路的自然頻率決定。

2.1限幅、整形和單穩態電路

如圖3所示，從電流互感器CT取出的反饋信號，通過電阻R6引入控制電路。引入控制電路的信號跟負載電流的大小，電流互感器的變比以及取樣電阻R6的大小有關。在實際應用中，這個引入控制電路的信號可能會超過CMOS的最大工作電壓而導致器件的損壞，因而有必要在這個信號后面加一個限幅電路。二極管D1及D2就起到這個作用。電流反饋信號近似正弦波，經過D1及D2和比較器以后，就變成了有正負的方波信號，經過D4把負的部分去掉，整形成占空比為50％的方波信號。

圖4

電路在工作過程中不可避免地受到各種各樣的外部干擾，加上其本身元器件的分布參數，使得電流反饋信號并不是理想的波形。由于后級電路的鎖相環用的是邊沿觸發，如果前面的方波信號不好，會導致后級頻率跟蹤電路跟蹤失敗，從而導致了電路無法正常工作。所以，在電路中必須加入一個具有特定功能的電路，將有干擾的波形重新整形，然后輸入后一級電路。單穩態觸發器就實現這種功能，它在外部脈沖的作用下，輸出具有特定寬度和幅值的矩形脈沖，經過一定時間，又自動回復到初始狀態。

2.2頻率跟蹤電路

由電路的負載特性分析可知，電路的負載不是固定的負載。當電壓升高，功率增大以后，負載固有的自然諧振頻率會發生改變。這個時候如果逆變電路工作在開環狀態下，由于電路的工作頻率偏離了負載的自然諧振點，這就使得電路的輸出功率不能隨著直流母線電壓的升高而同步升高，輸出功率達不到要求。因此，必須使得逆變電路工作在閉環狀態，實現頻率的自動跟蹤。

頻率跟蹤電路如圖4所示。電路啟動的時候，先開控制電路，此時電流反饋信號沒有建立，逆變電路不能工作在自激狀態。在圖4中，控制電路開機后，電流反饋信號為0，比較器U1B輸出為高電平，電子開關4066導通，Vcc通過R8與RP1分壓以后供給4046的壓控振蕩器輸入端，這個電壓用來控制壓控振蕩器的頻率，調節RP1，就可以得到他激電路所需要的頻率。一般都把他激信號發生器的輸出頻率調得跟負載的自然諧振頻率相差不大，這樣有利于電流反饋快速建立，讓逆變電路盡快進入自激工作狀態。

在主電路開機時，可控整流電路輸出電壓調得比較低，這時候電流反饋信號比較小，隨著直流母線電壓慢慢升高，電流反饋信號逐步增大。在這個信號經過半波整流以后得到的直流電平（C2上的電壓）沒有超過R6兩端電壓以前，電路還是工作在他激狀態。當電流反饋信號達到一定的值使得C2上的電壓超過了R6兩端電壓以后，比較器U1B輸出為低電平，把4066關斷，RP1分壓為0，沒有辦法通過二極管影響壓控振蕩器，這樣壓控振蕩器的電壓就由低通濾波器提供，逆變器工作在自激狀態。由于電容C3的存在，使得電路在他激轉自激的過程中，能夠平穩地過渡，不至于出現壓控振蕩器輸入為0的情況。

當逆變器工作在自激狀態，其工作頻率隨著負載自然諧振頻率的變化而變化。此時從前面的單穩態電路引入電流反饋信號，讓鎖相環輸出的方波頻率跟蹤輸出電流的頻率。在這種狀態下，鎖相環的控制框圖如圖5所示。相位比較器PC2輸出為兩個信號的相位差，經過低通濾波器（LPF）以后，得到了反映兩個輸入信號上升時間差的直流電壓，然后送入壓控振蕩器（VCO），將VCO的輸出信號分頻以后（信號的1/2分頻是為了使得信號的占空比能嚴格達到50％），延遲td時刻送到PC2中，與電流反饋信號進行相位比較。PC2進入鎖相工作以后，電流反饋信號和延遲電壓驅動信號的上升沿就被鎖相至同步。

2.3延遲補償電路

在自激信號發生器的設計過程中，沒有考慮電路信號傳輸中的延時。實際上控制電路、驅動電路以及芯片都有延時，因此，電路的延時不能忽略。延時導致負載的輸出電壓滯后于輸出電流δ角度，負載工作于容性狀態，如圖6所示。由于存在延時，工作在容性狀態時的開關管軟開關條件就被破壞了，導致開通損耗大大增加。圖7是控制信號的補償電路。

當輸入到R，L，C上的電壓與電阻R上的電流波形有相位差時，通過調節Rp，使iR與輸入電壓同步。

3實驗結果和波形分析

3.1頻率跟蹤電路的輸入輸出波形

頻率跟蹤電路的輸入、輸出波形如圖8所示。

3.2延時補償電路的波形

延時補償電路的波形如圖9所示。圖中3個波形自上而下分別是圖7延時補償電路中結點2，3，4的波形。其中的t為放電時間，通過改變變阻器Rp可以調節放電時間t的快慢。

3.3開關管S4兩端與負載R兩端的電壓波形

圖10波形中，上面的波形是S4兩端的電壓，下面的是電阻兩端的電壓，S4與電阻兩端的電壓同相，此時電感電容串聯諧振。但是，仔細觀察兩個波形可以發現，兩個波形之間在過零點有些毛刺。其原因可以從圖11得到說明。

圖11中下面兩個波形是S1及S2的驅動波形，可以發現他們之間存在死區。理論上，如果S1，S3與S2，S4的驅動波形為互補的話，則電阻R的電壓與輸入RLC兩端的電壓在LC發生串聯諧振時應該是沒有相位差的。由于驅動波形并非理想，所以造成電阻R的電壓與輸入RLC兩端的電壓并非完全沒有相位差。

從圖12中可以看出4046芯片跟蹤，但是由于芯片和電路存在延時等原因，uRLC與4046的腳14波形之間存在相位差，而且很明顯是滯后的。

4結語

隨著各行各業技術的發展和對操作性能要求的提高,逆變控制技術扮演的角色已經越來越重要了。本實驗中，通過頻率跟蹤，延時補償等措施，得到了比較理想的逆變控制信號。在感應加熱實際運行中的效果也是比較好的。