電路設計論文范文10篇

AD9883A是高性能的三通道視頻ADC可以同時實現對RGB三色信號的實時采樣。系統采用32位浮點芯片ADSP-21160來處理數據,能實時完成伽瑪校正、時基校正,圖像優化等處理,且滿足了系統的各項性能需求。ADSP-21160有6個獨立的高速8位并行鏈路口,分別連接ADSP-21160前端的模數轉換芯片AD9883A和后端的數模轉換芯片ADV7125。ADSP-21160具有超級哈佛結構,支持單指令多操作數(SIMD)模式,采用高效的匯編語言編程能實現對視頻信號的實時處理,不會因為處理數據時間長而出現延遲。

系統硬件原理框圖如圖1所示。系統采用不同的鏈路口完成輸入和輸出,可以避免采用總線可能產生的通道沖突。模擬視頻信號由AD9883A完成模數轉換。AD9883A是個三通道的ADC,因此系統可以完成單色的視頻信號處理,也可以完成彩色的視頻信號處理。采樣所得視頻數字信號經鏈路口輸入到ADSP-21160,完成處理后由不同的鏈路口輸出到ADV7125,完成數模轉換。ADV7125是三通道的DAC,同樣也可以用于處理彩色信號。輸出視頻信號到灰度電壓產生電路,得到驅動液晶屏所需要的驅動電壓。ADSP-21160還有通用可編程I/O標志腳,可用于接受外部控制信號,給系統及其模塊發送控制信息,以使整個系統穩定有序地工作。例如,ADSP-21160為灰度電壓產生電路和液晶屏提供必要的控制信號。另外,系統還設置了一些LED燈,用于直觀的指示系統硬件及DSP內部程序各模塊的工作狀態。

本設計采用從閃存引導的方式加載DSP的程序文件,閃存具有很高的性價比,體積小,功耗低。由于本系統中的閃

存既要存儲DSP程序,又要保存對應于不同的伽瑪值的查找表數據以及部分預設的顯示數據,故選擇ST公司的容量較大的M29W641DL,既能保存程序代碼,又能保存必要的數據信息。

圖2為DSP與閃存的接口電路。因為采用8位閃存引導方式,所以ADSP-21160地址線應使用A20-A0,數據線為D39—32,讀、寫和片選信號分別接到閃存相應引腳上。

系統功能及實現

薄膜晶體管液晶顯示器(TFT—LCD)具有重量輕、平板化、低功耗、無輻射、顯示品質優良等特點,其應用領域正在逐步擴大,已經從音像制品、筆記本電腦等顯示器發展到臺式計算機、工程工作站(EWS)用監視器。對液晶顯示器的要求也正在向高分辨率,高彩色化發展。

由于CRT顯示器和液晶屏具有不同的顯示特性,兩者的顯示信號參數也不同,因此在計算機(或MCU)和液晶屏之間設計液晶顯示器的驅動電路是必需的,其主要功能是通過調制輸出到LCD電極上的電位信號、峰值、頻率等參數來建立交流驅動電場。

本文實現了將VGA接口信號轉換到模擬液晶屏上顯示的驅動電路,采用ADI公司的高性能DSP芯片ADSP—21160來實現驅動電路的主要功能。

硬件電路設計

AD9883A是高性能的三通道視頻ADC可以同時實現對RGB三色信號的實時采樣。系統采用32位浮點芯片ADSP-21160來處理數據,能實時完成伽瑪校正、時基校正,圖像優化等處理,且滿足了系統的各項性能需求。ADSP-21160有6個獨立的高速8位并行鏈路口,分別連接ADSP-21160前端的模數轉換芯片AD9883A和后端的數模轉換芯片ADV7125。ADSP-21160具有超級哈佛結構,支持單指令多操作數(SIMD)模式,采用高效的匯編語言編程能實現對視頻信號的實時處理,不會因為處理數據時間長而出現延遲。

系統硬件原理框圖如圖1所示。系統采用不同的鏈路口完成輸入和輸出,可以避免采用總線可能產生的通道沖突。模擬視頻信號由AD9883A完成模數轉換。AD9883A是個三通道的ADC,因此系統可以完成單色的視頻信號處理,也可以完成彩色的視頻信號處理。采樣所得視頻數字信號經鏈路口輸入到ADSP-21160,完成處理后由不同的鏈路口輸出到ADV7125,完成數模轉換。ADV7125是三通道的DAC,同樣也可以用于處理彩色信號。輸出視頻信號到灰度電壓產生電路,得到驅動液晶屏所需要的驅動電壓。ADSP-21160還有通用可編程I/O標志腳,可用于接受外部控制信號,給系統及其模塊發送控制信息,以使整個系統穩定有序地工作。例如,ADSP-21160為灰度電壓產生電路和液晶屏提供必要的控制信號。另外,系統還設置了一些LED燈,用于直觀的指示系統硬件及DSP內部程序各模塊的工作狀態。

1電路設計

1．1設計思路

恒溫電路設計的研究主要用于電力采集產品上，對電力采集產品來講，安裝在PT側，需要耐受100℃的溫度變化，卻要求萬分之五的精度。除需要從理論上進行最終的計算和分析外，還要考慮各種因素。如其中重要的一個因素高精度器件的溫漂，器件穩定性、可靠性受溫度變化的影響，是電子器件不可回避的問題。對于電力采集產品中高精度的AD采集模塊，溫漂的問題更為嚴重，要保證AD采集模塊精度在允許的范圍內，恒溫電路的設計是很重要的。基于對電力采集產品應用環境的考慮，將高精度的AD采集模塊放置在恒溫盒中，同時配合加熱電阻來穩定恒溫盒溫度的方法，來保證環境在－20℃～+75℃變化時，恒溫盒內的溫度變化在±1℃，使電力產品在萬分之五的精度范圍以內穩定工作。器件主要由分壓電阻、熱敏電阻、加熱電阻、運放、三極管等組成，從設計上看電路設計簡單、穩定性好。選擇的運放是低價、高性能、低噪聲的雙運算放大器ne5532，熱敏電阻選擇低價，對溫度反應靈敏的電阻。根據電路，為了保證恒溫盒內的器件工作最佳狀態，首先確定恒溫盒內要保持的恒定溫度，通過測試和計算，恒溫盒的溫度恒定在75℃為最佳，AD采集模塊可以穩定的工作，電力產品可以達到萬分之五的精度。當溫度降低時，通過分壓電阻電路、負反饋電路、恒流源控制電路，加熱電阻電路使溫度穩定在75℃。

1．2電路具體設計

具體分析如:當溫度低于75℃時，由于熱敏電阻(MF1是負溫度系數的熱敏電阻)的阻值變大，V0≠V1，V1＞V0，根據深度負反饋電路虛短、虛斷的特點，R18上有電流，在經過負反饋電路放大，后級運算放大U2B同向輸入端和反向輸入端形成壓差，輸出電壓放大，三級管基極電壓大于發射極電壓，三級管導通，有電流流過加熱電阻，加熱電阻加熱，再通過三極管、運算放大U2B、電阻等組成的恒流控制源電路控制流過加熱電阻電流，使恒溫盒溫度保持在75℃左右。在設計過程中，要理論計算配合仿真軟件。下面是SaberSketch軟件仿真結果，根據熱敏電阻負溫度系數特性，在仿真過程中給熱敏電阻設定不同的參數值，從而達到模擬溫度升高和溫度降低環境的目的。

2應用

1信號處理電路設計工作

信號處理電路本身也存在于低電壓手持心電的前置信號放大結構中，其主要為手持心電的電極拾取飾件發出的信號進行接受以及處理和分辨等工作，同時有效的對心臟跳動的信號進行增益，對相關雜亂信號進行降噪處理。具體來講，信號處理電路首先需要針對自身的抗極化電壓進行設計，保證抗極化電壓能夠有效滿足信號放大的要求，保證信號處理電路能夠在滿足信號增益的過程中滿足低電壓手持心電的正常工作情況，其具體的抗極化電壓以及電路設置的增益情況應該根據實際情況進行選擇和調整。一般抗極化電壓設置為500mV；其次信號處理電路的設計需要保證電路的頻率不會對心臟跳動信號的頻率采集工作造成一定的影響，具有相應的雜頻降噪功能，使用輸入緩沖電路中的高精度運算放大器就能夠有效的完成這一工作。同時注意好信號處理電路的失調電壓設置工作，保證失調電壓不會出現飽和情況，常規下信號處理電路的失調電壓設置的最大線路為0.55mV。

2右腿驅動電路設計工作

右腿驅動電路的作用更多的是在低電壓手持心電的運轉過程中消除手持心電自身工作頻率對心臟頻率信號采集工作的干擾，使低電壓手持心電在運轉過程中能夠提供更小的電能消耗以及擁有更小的輸出擺幅。具體來講，右腿驅動電路的設計應該保證手持心電電壓最大的輸出范圍部隊對手持心電的功能發揮造成影響，保證其在60uA的靜態工作電流下仍然能夠有效的發揮手持心電的具體功能作用。

3起搏脈沖檢測電路設計工作

起搏脈沖檢測電路的功能主要是對低電壓手持心電中起搏脈沖信號的收集以及檢測再到最終與A/D轉換器的信號交換工作提供相應的電能，因此起搏脈沖檢測電路的設計工作對于低電壓手持心電的具體工作沒有較大影響，只要注意到發揮其降低手持心電的功率消耗以及電能成本的優點就行。

摘要：介紹了一種用TOPSwitch器件設計的新穎單端正激式電源電路。詳細分析了其電路設計方法，給出了主要參數的計算及實驗波形。

關鍵詞：三端離線PWM開關；正激變換器；高頻變壓器設計

引言

TOPSwitch是美國功率集成公司（PI）于20世紀90年代中期推出的新型高頻開關電源芯片，是三端離線PWM開關（ThreeterminalofflinePWMSwitch）的縮寫。它將開關電源中最重要的兩個部分——PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET集成在一塊芯片上，構成PWM/MOSFET合二為一集成芯片，使外部電路簡化，其工作頻率高達100kHz，交流輸入電壓85～265V，AC/DC轉換效率高達90％。對200W以下的開關電源，采用TOPSwitch作為主功率器件與其他電路相比，體積小、重量輕，自我保護功能齊全，從而降低了開關電源設計的復雜性，是一種簡捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）設計方案。

TOPSwitch系列可在降壓型，升壓型，正激式和反激式等變換電路中使用。但是，在現有的參考文獻以及PI公司提供的設計手冊中，所介紹的都是用TOPSwitch制作單端反激式開關電源的設計方法。反激式變換器一般有兩種工作方式：完全能量轉換（電感電流不連續）和不完全能量轉換（電感電流連續）。這兩種工作方式的小信號傳遞函數是截然不同的，動態分析時要做不同的處理。實際上當變換器輸入電壓在一個較大范圍發生變化，和（或者）負載電流在較大范圍內變化時，必然跨越兩種工作方式，因此，常要求反激式變換器在完全能量和不完全能量轉換方式下都能穩定工作。但是，要求同一個電路能實現從一種工作方式轉變為另一種工作方式，在設計上是較為困難的。而且，作為單片開關電源的核心部件高頻變壓器的設計，由于反激式變換器中的變壓器兼有儲能、限流、隔離的作用，在設計上要比正激式變換器中的高頻變壓器困難，對于初學者來說很難掌握。筆者采用TOP225Y設計了一種單端正激式開關電源電路，實驗證明該電路是切實可行的。下面介紹其工作原理與設計方法，以供探討。

1TOPSwitch系列應用于單端正激變換器中存在的問題

1EHW的機理及相關技術

計算機系統所要求解決的問題日趨復雜，與此同時，計算機系統本身的結構也越來越復雜。而復雜性的提高就意味著可靠性的降低，實踐經驗表明，要想使如此復雜的實時系統實現零出錯率幾乎是不可能的，因此人們寄希望于系統的容錯性能：即系統在出現錯誤的情況下的適應能力。對于如何同時實現系統的復雜性和可靠性，大自然給了我們近乎完美的藍本。人體是迄今為止我們所知道的最復雜的生物系統，通過千萬年基因進化，使得人體可以在某些細胞發生病變的情況下，不斷地進行自我診斷，并最終自愈。因此借用這一機理，科學家們研究出可進化硬件（EHW,EvolvableHardWare），理想的可進化硬件不但同樣具有自我診斷能力，能夠通過自我重構消除錯誤，而且可以在設計要求或系統工作環境發生變化的情況下，通過自我重構來使電路適應這種變化而繼續正常工作。嚴格地說，EHW具有兩個方面的目的，一方面是把進化算法應用于電子電路的設計中；另一方面是硬件具有通過動態地、自主地重構自己實現在線適應變化的能力。前者強調的是進化算法在電子設計中可替代傳統基于規范的設計方法；后者強調的是硬件的可適應機理。當然二者的區別也是很模糊的。本文主要討論的是EHW在第一個方面的問題。

對EHW的研究主要采用了進化理論中的進化計算（EvolutionaryComputing）算法,特別是遺傳算法（GA）為設計算法，在數字電路中以現場可編程門陣列（FPGA）為媒介，在模擬電路設計中以現場可編程模擬陣列（FPAA）為媒介來進行的。此外還有建立在晶體管級的現場可編程晶體管陣列（FPTA），它為同時設計數字電路和和模擬電路提供了一個可靠的平臺。下面主要介紹一下遺傳算法和現場可編程門陣列的相關知識，并以數字電路為例介紹可進化硬件設計方法。

1．1遺傳算法

遺傳算法是模擬生物在自然環境中的遺傳和進化過程的一種自適應全局優化算法，它借鑒了物種進化的思想，將欲求解問題編碼，把可行解表示成字符串形式，稱為染色體或個體。先通過初始化隨機產生一群個體，稱為種群，它們都是假設解。然后把這些假設解置于問題的“環境”中，根據適應值或某種競爭機制選擇個體（適應值就是解的滿意程度），使用各種遺傳操作算子（包括選擇，變異，交叉等等）產生下一代（下一代可以完全替代原種群，即非重疊種群；也可以部分替代原種群中一些較差的個體，即重疊種群），如此進化下去，直到滿足期望的終止條件，得到問題的最優解為止。

1．2現場可編程邏輯陣列(FPGA)

摘要：提出了一種直接檢測IGBT發生短路故障的方法，在詳細分析IGBT短路檢測原理的基礎上給出了相應的IGBT短路保護電路。仿真及實驗結果均證明該電路工作穩定可靠，能很好地對IGBT實施有效的保護。

關鍵詞：IGBT短路保護電路設計

固態電源的基本任務是安全、可靠地為負載提供所需的電能。對電子設備而言，電源是其核心部件。負載除要求電源能供應高質量的輸出電壓外，還對供電系統的可靠性等提出更高的要求。

IGBT是一種目前被廣泛使用的具有自關斷能力的器件開關頻率高廣泛應用于各類固態電源中。但如果控制不當，它很容易損壞。一般認為IGBT損壞的主要原因有兩種：一是IGBT退出飽和區而進入了放大區使得開關損耗增大；二是IGBT發生短路，產生很大的瞬態電流，從而使IGBT損壞。IGBT的保護通常采用快速自保護的辦法即當故障發生時，關斷IGBT驅動電路，在驅動電路中實現退飽和保護；或者當發生短路時，快速地關斷IGBT。根據監測對象的不同IGBT的短路保護可分為Uge監測法或Uce監測法二者原理基本相似都是利用集電極電流IC升高時Uge或Uce也會升高這一現象。當Uge或Uce超過Ugesat或Ucesat時，就自動關斷IGBT的驅動電路。由于Uge在發生故障時基本不變，而Uce的變化較大并且當退飽和發生時Uge變化也小難以掌握因而在實踐中一般采用Uce監測技術來對IGBT進行保護。本文研究的IGBT保護電路，是通過對IGBT導通時的管壓降Uce進行監測來實現對IGBT的保護。

采用本文介紹的IGBT短路保護電路可以實現快速保護，同時又可以節省檢測短路電流所需的霍爾電流傳感器，降低整個系統的成本。實踐證明，該電路有比較大的實用價值，尤其是在低直流母線電壓的應用場合，該電路有廣闊的應用前景。該電路已經成功地應用在某型高頻逆變器中。

1短路保護的工作原理

經查閱國內外相關文獻，在基于ZigBee技術的太陽能光伏電池組件遠程監控系統中，數據的采集電路通常由獨立的DC－DC電源模塊供電．DC－DC電源模塊負責把光伏電池組件輸出的電能轉化為數據采集電路需要的電源［1－3］．但是采用獨立的DC/DC模塊進行供電具有一定的弊端，首先它會增大了電路板的尺寸，其次會增加研發成本，最后諧波的干擾也會增大很多［4］．鑒于上述問題，本文研究了基于太陽能光伏電池模塊的微芯片電源電路．該電路巧妙利用CC2530芯片中A/D變換采集的電壓、電流數據，通過芯片中MCU分析比較產生PWM波，通過PWM控制電路中的VMOS調整管，使其輸出為5V左右的電壓，然后再通過AMS1117穩壓芯片得到3．3V穩定工作電壓．本文提出的供電電路設計有自適應和寬動態特性．因為太陽能光伏組件輸出的直流電壓在一天中變化很大，如果用多級穩壓模塊級聯，則電源電路的效率低、能耗大，該電源電路通過脈寬調制和模擬穩壓混合模式實現了對寬動態范圍輸入電壓的自適應穩壓，并具有能耗低、效率高的優點［5－6］．

1硬件部分

1．1CC2530參數CC2530集ZigBeeRF前端、微控制器和內存為一體，CC2530采用8位MCU(8051)，256kB可編程閃存和8kBRAM，并包括A/D轉換器，AES－128協同處理器，定時器，32kHz晶振的睡眠模式定時器，掉電檢測電路，上電復位電路和21個I/O端口，功能可以滿足大部分的研發需求［7］．CC2530框圖如圖1所示．CC2530芯片用0．18μmCMOS的制作工藝，CC2530在接收以及發送模式時，電流消耗都小于30mA和40mA，工作電流為20mA，是一款功耗低、集成度非常大的芯片［8］．1．2電路結構及工作原理基于光伏太陽能電池組件的微芯片電源電路結構，如圖2所示，電源電路大體用微處理器CC2530，光電耦合器，VMOS開關管T1，電阻R1、R2組成的電壓采樣電路，電阻R3以及電容C1構成的延時電路，3．3V穩壓模塊AMS1117等部分構成．額定輸出電壓24V的太陽能光伏電池組件，在太陽輻射能量最小可以接近0V輸出，最大可以高于24V．由于AMS1117穩壓模塊的輸入電壓不能超過15V，承受不住超過15V的太陽能光伏組件直接供電．為了保證電路板的安全，在此設計中通過使用VMOS管(T1)來調整太高的直流電壓，以確保AMS1117穩壓模塊的輸入電壓可以在設定范圍內改變，保證AMS1117穩壓模塊安全穩定的工作．本設計中VMOS管T1一定要在開關狀態下工作［9］．同時為了提高電路的效率，通過設置VMOS管T1的輸出電壓為5V，從而最大限度地降低了AMS1117穩壓模塊的輸入電壓，從而減少了全部電源電路的直流能耗，使整個裝置的發熱也減少了很多．如圖2，由R1和R2組成的分壓電路連接著太陽能光伏組件輸出端，用于電壓采樣．假設太陽能光伏組件的輸出電壓為US，由R1、R2組成的分壓電路的輸入電壓設為Ui．由于Ui=US，則分壓電路的輸出電壓Uof為:Uof=R2R1+R2Ui=R2R1+R2US(1)考慮到CC2530的A/D變換器，它的輸入電壓為0～1V，此設計中取樣電路分壓比設置為:Uof=US/30(2)由CC2530的A/D通道采集電壓數據后，發送至網絡協調器，該數據同時也是控制PWM占空比的依據．CC2530通過內部定時器生成PWM波然后由P0．4輸出信號驅動光耦器件．因為在電路中T1的三個電極工作時的電壓都高于CC2530的安全電壓，所以CC2530的P0．4端口與VMOS管T1的柵極直接相連．如圖2，本電路中CC2530通過光耦隔離連接到T1柵極．PWM信號通過光耦驅動VMOS管T1，在太陽能電源輸出電壓發生波動時，PWM信號占空比會發生變化，可以通過這個變化來調整AMS1117輸入電壓，包括調整VMOS管T1的輸出電壓，以確保AMS1117輸入電壓在設定的范圍內變化［10］．太陽能光伏電池組件突然對電路供電時，考慮到CC2530初始化要一定時間，不能立即產生PWM信號，AMS1117穩壓模塊突然通過太高的電壓，有可能發生危險，所以增加設計了RC延時電路，以及電源電路輸入端加裝保險絲來減少芯片發生故障時的損失，同時CC2530在獨自復位時，可能會有危險，所以在此設計中采用CC2530與RC延時電路聯動復位機制．

2軟件設計

本電路設計中CC2530芯片既承擔了數據通信及組網的任務，還承擔了控制電源輸出電壓的任務，程序設計十分關鍵．筆者在ZigBee協議的研究基礎上，對CC2530通信應用程序模塊、組網程序模塊、電源控制模塊等進行統籌設計，使通信、組網、電源管理等程序模塊協同工作．鑒于此，在電源控制程序模塊設計中，控制PWM的時用定時器來進行中斷，就是用定時器的中斷服務來生成PWM信號，保證PWM波不受其它程序的干擾．在選擇CC2530定時器時，由于Time2是Mac定時器，Time1、Time3、Time4可以用，Time2不能用．此設計中用Time1定時器來產生PWM波，通過設置T1CTL0寄存器、T1CTL2寄存器、T1CTL寄存器、T1CC0H和T1CC0L寄存器、T1CC2H和T1CC2L寄存器，即可輸出PWM波．在T1控制寄存器里，對應選項要設定成輸出對照方式，T1CC0H和T1CC0L設定成適合的固定的數值，T1CC2L與T1CC2H的數值就由A/D變換器得出的值來確定，以上過程流程如圖3．由圖3可知，PWM波占空比是通過A/D變換得出的結果來調節的．此設計中，PWM波的周期是通過T1CC0確定的，T1CC2來確定占空比．

3實驗結果分析

1IGBT模塊驅動電路的基本要求

1）實際導通時柵極偏壓一般選12～15V為宜；而柵極負偏置電壓可使IGBT可靠關斷，一般負偏置電壓選－5V為宜。在實際應用中為防止柵極驅動電路出現高壓尖峰，最好在柵射之間并接兩只反向串聯的穩壓二極管。

2）考慮到開通期間內部MOSFET產生Mill－er效應，要用大電流驅動源對柵極的輸入電容進行快速充放電，以保證驅動信號有足夠陡峭的上升、下降沿，加快開關速度，從而使IGBT的開關損耗盡量小。

3）選擇合適的柵極串聯電阻（一般為10Ω左右）和合適的柵射并聯電阻（一般為數百歐姆），以保證動態驅動效果和防靜電效果。根據以上要求，可設計出如圖1所示的半橋LC串聯諧振充電電源的IGBT驅動電路原理圖。考慮到多數芯片難以承受20V及以上的電源電壓，所以驅動電源Vo采用18V。二極管V79將其拆分為＋12．9V和－5．1V，前者是維持IGBT導通的電壓，后者用于IGBT關斷的負電壓保護。光耦TLP350將PWM弱電信號傳輸給驅動電路且實現了電氣隔離，而驅動器TC4422A可為IGBT模塊提供較高開關頻率下的動態大電流開關信號，其輸出端口串聯的電容C65可以進一步加快開關速度。應注意一個IGBT模塊有兩個相同單管，所以實際需要兩路不共地的18V穩壓電源；另外IGBT柵射極之間的510Ω并聯電阻應該直接焊裝在其管腳上（未在圖中畫出），而且最好在管腳上并聯焊裝一個1N4733和1N4744（反向串聯）穩壓二極管，以保護IGBT的柵極。

2實驗結果及分析

在變換器的LC輸出端接入兩個2W／200Ω的電阻進行靜態測試。實驗中使用的儀器為：Agi－lent54833A型示波器，10073D低壓探頭。示波器置于AC檔對輸出電壓紋波進行觀測，波形如圖5所示。由實驗結果看，輸出紋波可以基本保持在±10mV以內，滿足設計要求。此后對反激變換器電路板與IGBT模塊驅動電路板進行對接聯調。觀察了IGBT柵極的驅動信號波形。由實驗結果看，IGBT在開通時驅動電壓接近13V，而在其關斷時間內電壓接近5V。這主要是電路中的光耦和大電流驅動器本身內部的晶體管對驅動電壓有所消耗（即管壓降）造成的，故不可能完全達到18V供電電源的水平。

1系統組成原理

對于正常人來說，心臟的興奮主要是通過這樣幾個步驟完成的，首先是竇心房產生興奮，然后經過一定的時間和相關的圖形，將興奮傳遞給心室和心房，這樣就可以導致心臟興奮，所以，按照上述過程，心臟跳動的完整周期應該是包含一定的規律的，不僅僅是在次序以及時間上有規律，而且在電傳播的途徑與方向上都是有規律的。對于人體而言，生物電的變化終究會使得身體的各個部分隨著心跳的變化而發生很有節律的電變化，畢竟整個電變化的過程要隨著心臟的跳動并通過體液反映到我們的身體上，也就是說從我們身體表面來看，只要距離不是太近，不管具體的數值有多小，任意兩個存在一定距離的點之間一定是會有電位差存在，那么身體表面上不同的點其電位也是客觀存在的，但是畢竟由于心臟是處于不斷跳動的過程中，那么電位的分布就不可能是一成不變的，這種電位的分布要隨著心臟跳動導致的電活動而不斷的變化，所以電位差也不能是一個常數，必然是一種隨著心臟跳動而變化的周期性變化曲線。在醫學治療的過程中，我們經常會見到將幾個電極放到人身體的相應位置，通過對心臟跳動時產生的電變化進行記錄，這樣產生的圖形就是我們非常熟悉的常規心電圖（用ECG表示）。醫生可以通過觀察心電圖從而獲得患者的心臟的部分機能，對心臟有一定病變的患者來說，其心電圖一定和正常人會有所不同，從這個角度來看，心電圖對心臟疾病的初期診斷就有非常重要的作用，也是目前為止初步診斷心臟病的非常重要的手段，尤其是患者患有心律失常和心肌梗塞等常見心臟疾病，都可以通過心電圖進行初步診斷。一個完整的心電圖包含如下幾個主要的特征波形：P波，P-R間期，QRS波群，S-T段，T波，Q-T間期，U波，每個波形代表了不同的意義。經過對原始的電信號進行一定的調理以后，可以設計出圖2所示的原理圖，從圖中可知，采集到的胎兒的心電圖畢竟信號非常的微弱，而且還容易收到母體的干擾，所以必須要先經過一次放大的操作，然后為了進一步減少各種噪聲因素的影響，將此信號通過高通濾波器去除掉所有的低頻分量和直流分量，再經過進一步的放大，此時再次放大的作用就是為了滿足進行模數轉換的時候對信號幅度的要求，將此信號通過低通濾波器濾除掉高頻的分量，由于儀器設備使用的交流電頻率一般都是50HZ，為了消除這個頻率的干擾，特別的設計了兩個50HZ的雙T可調陷波器，為了進一步的提高數據采集的精度，又設計了右腿驅動電路，這樣就可以保證利用相關的激勵降低相關的交流干擾，比如說人體本身的內阻、皮膚的電阻等各種各樣可能產生的干擾，對醫護人員的要求也降低了許多，至少在操作上要簡單了很多。

2胎兒心電信號調理電路設計

為了進一步的提高胎兒心電圖儀系統數據采集的精度，又設計了右腿驅動電路，這樣就可以保證利用相關的激勵降低相關的交流干擾，比如說人體本身的內阻、皮膚的電阻等各種各樣可能產生的干擾，對醫護人員的要求也降低了許多，至少在操作上要簡單了很多。

3右腿驅動電路

總體來看人體畢竟是導體，那就意味著人和電源線以及任何大地之間分別存在著兩個電容CP和CB，必然會導致50HZ的工頻干擾會耦合到人體當中，而且放大電路部分和大地之間當然也會存在電容CS，所以說人體內流過的偏置電流就會使得人和大地之間存在這電勢Vp，心電檢測時兩個用來提取信號的電極和皮膚之間也存在著兩個未必完全相等的電阻，用Re1和Re2表示，這兩個電阻一般來看阻值可能有幾十千歐姆，特殊情況下可以達到幾百千歐姆，這樣就會將上文所述的Vp變成了兩個部分Vcm和Vim，前者表示的是人體與放大器之間的共模電壓，或者表示的是放大器和大地產生的差模電壓。前置放大電路U1,U2的兩個輸出端(TLC2652的6腳)，通過阻值相等的兩個電阻R56和R57取出共模電壓，送入如圖3所示的右腿驅動電路,該電路由U20及C78和R59組成。檢出的共模信號經過U20將其倒相，放大并反饋到人體上。這是個負反饋，促使共模電壓降低。人體的位移電流不流到地，而是流到運放的輸出端。采用右腿驅動電路后，可將50Hz的共模干擾電壓降低到1％以下。就心電放大器來說，這樣就減小了共模電壓的拾取，并且有效地使病人接地。同時可有效的減少屏蔽層和信號線間分布電容的影響。為達到A/D轉換器所需信號幅度，經由前置放大器放大后的信號，由后級放大電路進一步放大及濾波。