正弦波逆變電源范文
時間：2023-04-08 02:31:30
導語：如何才能寫好一篇正弦波逆變電源，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。
篇1
第1章
概述
任何電子設備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。電子設備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發展方向。傳統的晶體管串聯調整正弦波逆變電源是連續控制的線性正弦波逆變電源
。這種傳統正弦波逆變電源技術比較成熟,并且已有大量集成化的線性正弦波逆變電源模塊,具有穩定性能好、輸出紋波電壓小、使用可靠等優點、但其通常都需要體積大且笨重的工頻變壓器與體積和重量都不得和很大的濾波器。由于調整管工作在線性放大狀態，為了保證輸出電壓穩定，其集電極與發射極之間必須承受較大的電壓差，導致調整管功耗較大，電源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于調整管上消耗較大的功率,所以需要采用大功率調節器整管并裝有體積很大的散熱器,很難滿足現代電子設備發展的要求。在近半個多世紀的發展過程中，正弦波逆變電源因具有體積小、重量輕、效率高、發熱量低、性能穩定等優點而逐漸取代傳統技術制造的連續工作電源，并廣泛的應用，正弦波逆變電源技術進入快速發展期。
正弦波逆變電源采用功率半導體器件作為開關，通過控制開關的占空比調整輸出電壓。它的功耗小，效率高，正弦波逆變電源直接對電網電壓進行整流、濾波、調整，然后由開關調整管進行穩壓，不需要電源變壓器，此外，開關工作頻率為幾十千赫，濾波電容器、電感器數值較小。因此正弦波逆變電源具有重量輕、體積小等優點。另外，于功耗小，機內溫升低，提高了整機的穩定性和可靠性。而且其對電網的適應能力也有較大的提高，一般串聯穩壓電源允許電網波動范圍為220V±10%,而正弦波逆變電源在電網電壓在110～260V范圍變化時,都可獲得穩定的輸出阻抗電壓。正弦波逆變電源的高頻化是電源技術發展的創新技術,高頻化帶來的效益是使正弦波逆變電源裝置空前的小型化,并使正弦波逆變電源進入更廣泛的領域,特別是在高新技術領域的應用,扒動了高新技術產品的小型化、輕便化。另外正弦波逆變電源的發展與應用在節約資源及保護環境方面都具有深遠的意義。
目前市場上正弦波逆變電源中功率管多采用雙極型晶體管，開關頻率可達幾十千赫；采用MOSFET的正弦波逆變電源轉抽象頻率可達幾百千赫。為提高開關頻率，必須采用高速開關器件。在一定范圍內，開關頻率的提高，不僅能有效地減小電容、電感及變壓器的尺寸，而且還能夠抑制干擾，改善系統的動態性能。因此，高頻化是正弦波逆變電源的主要發展方向。高可靠性——正弦波逆變電源的使用的元器件比連續工作電源少數十倍，因此提高的可靠性。從壽命角度出發，電解電容、光耦合器及排風扇等器件的壽命決定著電源的壽命。所以，要從設計方面著眼，盡可能使較少的器件，提高集成度。這樣不但解決了電路復雜、可靠性差的問題，也增加了保護等功能，簡化了電路，提高了平均無故障時間。正弦波逆變電源的發展從來都是與半導體器件及磁性元件等的發展休戚相關的。高頻化的實現，需要相應的高速半導體器件和性能優良的高頻電磁元件。發展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,開發高頻用的低損磁性材料,改進磁元件的結構及設計方法,提高濾波電容的介電常數及降低其等串聯電阻等,對于正弦波逆變電源小型化始終產生著巨大的推動作用。
總之，人們在正弦波逆變電源技術領域里，邊研究低損耗回路技術，邊開發新型元器件，兩者相互促進并推動著正弦波逆變電源以每年過兩位數的市場增長率向小型、薄型、高頻、低噪聲以及高可靠性方向發展。
第2章
設計總思路
2.1總體框架圖
濾波電路
逆變電路
輸入315V直流電
驅動電路
UC3842脈寬調制電路
輸出220V交流電
誤差比較
圖1
總體框圖
此次課程設計要求輸入315V直流，輸出220V交流，主電路采用單相橋式逆變電路，對高頻開關器件常用PWM波控制，要產生正弦波可采用SPWM控制方法，通過控制電力電子器件MOSFET的關斷來控制產生交變正弦波電壓?？刂齐娐分饕獙崿F產生SPWM波，設計要求選用UC3842電流控制型PWM控制器產生控制脈沖。而UC3842實質上是通過輸入的兩路波進行比較，輸出比較后形成的脈沖波，鑒于UC3842的這一特征，可以通過輸入正弦漫頭波和鋸齒波進行比較得到所需的正弦波控制脈沖。正弦波產生器的設計有多種方法，本次課程設計采用555定時器多諧振電路產生方波經過濾波產生正弦波的方法作為正弦波產生器，再經過整流，使之成為正弦漫頭波。鋸齒波的產生電路比較簡單，可以直接利用UC3842內部提供的諧振器加入外圍電阻電容產生。此外電路要求輸出的正弦波幅度可調，此時就需要使加入的正弦波漫頭波幅值可調，此可以通過一加法器使之與設置電壓相疊加產生電壓可變的正弦電壓。
主電路和控制電路的一些中間環節都是需要濾波的，由于產用SPWM控制，主電路的諧波成分較少，可以通過簡單的RC無源濾波。控制電路中的方波要變成較為標準的正弦波，要濾去的諧波成分就要多得多，可以采用有源濾波，且可以通過積分環節使方波變成比較好的正弦波。
由于設計出來的電路是作為電源用的，對電源電流、電壓檢測就顯得非常有必要了，可以通過從電源負載取出電流信號作為UC3842的關斷信號，從而實現主電路的限流作用。要實現電流、電壓的穩定，則可以通過取出的電流、電壓信號與控制電路構成閉環控制來實現。為了不至使電路結構過于復雜，只設計了簡單的電壓反饋環使電壓基本能跟隨給定維持恒定。
2.2設計的原理和思路
圖2
正弦波逆變電源的組成框圖
該電路采用他勵式,2管雙推動輸出脈寬調制方式輸出電壓為220V,輸出電流2A,有欠壓、過壓和過流等多重保護功能。
第3章
主電路設計
3.1
SPWM波的實現
3.1.1
PWM固定頻率的產生
PWM波形產生原理圖如圖3.1.1所示
圖3.1.1
PWM波的產生電路圖
PWM固定頻率是由SG3525芯片產生。SG3525芯片的資料見如下：
管腳說明：
引腳1：誤差放大反向輸入
腳9：PWM比較補償信號輸入端
引腳2：誤差放大同向輸入
引腳10：外關斷信號輸入端
引腳3：振蕩器外接同步信號輸入端
引腳11：輸出A
引腳4：振蕩器輸出端
引腳12:信號地
引腳5:振蕩器定時電容接入端
引腳13：輸出級偏置電壓接入端
引腳6：振蕩器定時電祖接入端
引腳14：輸出端B
引腳7:振蕩器放電端
引腳15：偏置電源輸入端
引腳8:軟啟動電容接入端
引腳16：基準電源輸出端
圖中11與14腳輸出兩路互補的PWM波，其頻率由與5、6管腳所連的R、C決定。PWM頻率計算式如下：f=1/[C5(0.7R15+3R16)]，調節6端的電阻即可改變PWM輸出頻率。同時，芯片內部16腳的基準電壓為5.1V采用了溫度補償，設有過流保護電路，5.1V反饋到2端同向輸入端，當反向輸入端也為5.1V時，芯片穩定，正常工作。若兩端電壓不相等，芯片內部結構自動調整將其保持穩定。
在脈寬比較起的輸入端直接用流過輸出電感線圈的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化，由于結構上有電壓環河電流環雙環系統，因此，無論開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有提高，目前比較理想的新型控制器。R和C設定了PWM芯片的工作頻率，計算公式為T=(0.67*RT+1.3*RD)*CT
。再通過R13和C3反饋回路。構成頻率補償網絡。C6為軟啟動時間設定電容。
3.1.2
SPWM波的原理
在進行脈寬調制時，使脈沖系列的占空比按正弦規律來安排。當正弦值為最大值時，脈沖寬度也最大，脈沖間隔最小，反之正弦值較小時，脈沖寬度也小，脈沖間的間隔較大。這樣的電壓脈沖系列可以使負載電流中的高次諧波成分大為減少，成為正弦波脈寬調制。
3.1.3
SPWM調制信號的產生
要得到正弦電壓的輸出，就要使逆變電路的控制信號以SPWM方式控制功率管的開關，所得到的脈沖方波輸出再經過濾波就可以得到正弦輸出電壓。通過SG3525來實現輸出正弦電壓，首先要得到SPWM的調制信號，而要得到SPWM調制信號，必須得有一個幅值在l～3
5V，按正弦規律變化的饅頭波，將它加到SG3525腳2，并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調制波實現SPWM的控制電路框圖如圖3.1.3(a)所示，實際電路各點的波形如圖3.1.3(b)所示。
誤差信號
基準電壓
加法器
整流電路
濾波電路
調制電路
基準方
波
SG3525
時序電路
圖3.1.3(a)
SPWM波控制電路框圖
圖3.1.3(b)
SPWM電路主要節點波形
由圖3.1.3(a)
圖3.1.3(b)可知，基準50Hz的方波是由555芯片生成的，用來控制輸出電壓有效值和基準值比較產生的誤差信號，使其轉換成50Hz的方波，經過低頻濾波，得到正弦的控制信號。
3.2
保護電路模塊
該系統是由直流邊交流，弱點變為強電。故對系統進行必要的安全保護是必須的，在對系統進行調試時必須要注意安全。系統除了芯片本身具有的保護措施外，還對系統進行了專門的保護，具體如下。
3.2.1過電流保護
過電流保護采用電流互感器作為電流檢測元件，其具有足夠快的響應速度，能夠在IGBT允許的過流時間內將其關斷，起到保護作用。
如圖3.2.1所示，過流保護信號取自CT2，經分壓、濾波后加至電壓比較器的同相輸入端，如圖2.4所示。當同相輸入端過電流檢測信號比反相輸入端參考電平高時，比較器輸出高電平，使D2從原來的反向偏置狀態轉變為正向導通，并把同相端電位提升為高電平，使電壓比較器一直穩定輸出高電平。同時，該過電流信號還送到SG3525的腳10。當SG3525的腳10為高電平時，其腳11及腳14上輸出的脈寬調制脈沖就會立即消失而成為零。
圖3.2.1
過電流保護電路
3.2.2空載保護電路的設計
空載檢測電路如圖3.2.2所示。是用電流互感器檢測電流輸出，當沒有電流輸出時，使三極管Q8截止，從而使RS-CK為高電平，停止輸出SPWM波。8s后，再輸出一組SPWM波，若仍為空載，則繼續上述過程。若有電流輸出則Q8導通，使得RS-CK為低電平，連續輸出SPWM波形，逆變電路正常工作。
圖3.2.2
空載檢測電路圖
3.2.3浪涌短路保護電路的設計
浪涌電路保護電路原理圖如圖3.2.3。此電路圖是短路保護，用0.1歐的電阻對電壓進行采樣，通過470千歐電阻得到電流，并使這電流通過光電耦合器，當電流過高時使得SPWM波不輸出，關閉IGBT形成保護。故障排除后光電耦合器輸出關斷，逆變器正常工作。
圖3.2.3
浪涌短路保護電路原理圖
第4章
單元控制電路設計
4.1
DC-AC電路設計
由前面論證已經明確采用全控橋式逆變電路。其中各橋臂通斷由SPWM波控制的IGBT完成。
系統采用SG3525來實現SPWM控制信號的輸出，該芯片其引腳及內部框圖如圖4.1所示。
圖4.1
SG3525引腳及內部框圖
直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生穩定的+5
V基準電壓。+5
V再送到內部(或外部)電路的其它元器件作為電源。
振蕩器腳5須外接電容GT腳6須外接電阻RTo振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1．1
8／RCTo逆變橋開關頻率定為l0kHz，取GT=O．22μF，RT=5
kΩ。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相輸入端，比較器的反向輸入端接誤差放大器的輸出。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，輸出一個隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端。或非門的另兩個輸入端分別為雙穩態觸發器和振蕩器鋸齒波。雙穩態觸發器的兩個輸出互補，交替輸出高低電平，將PWM脈沖送至三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入死區時間，保證V1及V2不同時導通。最后，V1及V2分別輸出相位相差180°的PWM波。
4.2
PWM驅動模塊
4.2.1
驅動電路的設計
驅動電路的設計既要考慮在功率管需要導通時，能迅速地建立起驅動電壓，又要考慮在需要關斷時，能迅速地泄放功率管柵極電容上的電荷，拉低驅動電壓。具體驅動電路如圖2.7所示。
圖4.2.1
驅動電路
其工作原理是：
（1)當光耦原邊有控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦導通，使Q1的基極電位迅速上升，導致D2導通，功率管的柵極電壓上升，使功率管導通；
（2)當光耦原邊無控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦不導通，使Q1的基極電位拉低，而功率管柵極上的電壓還為高，所以導致Q1導通，功率管的柵極電荷通過Q1及電阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地關斷。
當然，對于功率管的保護同樣重要，所以在功率管源極和漏極之間要加一個緩沖電路避免功率管被過高的正、反向電壓所損壞。
4.2.2
TDS2285產生PWN波
SPWM的核心部分采用了張工的TDS2285單片機芯片,用其產生為功率主板產生占空比變化的矩形波，通過H橋產生所需的正弦波。U3,U4組成時序和死區電路，末級輸出用了4個250光藕，H橋的二個上管用了自舉式供電方式，這樣做的目的是簡化電路，可以不用隔離電源，該模塊原理圖如圖4.2.2(a)所示：
圖2-2-1
2.2.1
PWN波的產生
（1）、該模塊中是由TDS2285芯片產生PWM波，TDS2285的芯片各管腳資料如圖2-2-2：
圖4.2.2(a)
PWM驅動電路圖
1.該模塊所采用的是TDS2285芯片，其管腳如圖4.2.2(b)所示
圖4.2.2(b)
TDS2285管腳圖
2.該模塊中TDS2285芯片的工作原理圖4.2.2(c)如：
圖4.2.2(c)
TDS2285產生PWM波
該芯片的6、7管腳生成交流電正、負半周調制波輸出引腳，輸出SPWM脈沖，其頻率有接在2、3管腳間的晶振來決定。9腳為故障報警輸出端，通常驅動一蜂鳴器，同時配合5腳LED的狀態，當蓄電池電壓輸入出現過壓或低壓時，該蜂鳴器隨LED指示燈每隔1秒報警一次，當出現交流過流或者短路時，該蜂鳴器隨LED指示燈每隔0.5秒報警一次。13腳為檢測蓄電池電壓，當13腳的電壓超過3V或低于1V時，逆變停止工作，并進入欠壓或過壓故障狀態。通過外接蓄電池上分壓來實現。10腳為交流電壓穩壓反饋輸入，實時檢測功率主板輸出的交流正弦波輸出電壓變動范圍，并作調整輸出達到穩定輸出電壓的目的。
第5章
系統調試
5.1
測試使用的儀器
序號
名稱、型號、規格
數量
1
數字示波器
1
2
UT70A數字萬用表
1
3
函數信號發生器
1
5.2
輸出功率與效率的測試
輸出功率的定義：即為電源把其輸入功率轉換為有效輸出功率的能力。
測試框圖如下圖所示。
先如圖布置好測試電路后，進行如下步驟調試：
1.各電路輸出電壓、電流測量同時進行。
2.開啟所有設備、記錄輸入功率數值及各點輸出電壓，電流值。
3.計算輸入功率Pi=Ui*Ii，輸出功率值Po=Uo*Io.
4.效率n=Po/Pi*100%,Pi為輸入。
5.3
過流保護的測試
定義：當輸出電流大于設定保護值時，系統自動關閉輸出，形成過流保護。當輸出電流小于設定保護值時，系統自動恢復正常工作狀態。
測試方法：如圖18所示。在輸出端接入3個串聯10歐電阻作為負載，通過短路其中的一個或兩個來模擬過流情況發生。觀察系統是否進行過流保護。
圖18
過流保護測試框圖
測試結果與分析：逆變過程中，過流保護裝置在電流大于設定保護值時關閉輸出，并在恢復正常時又打開輸出。所以過流保護裝置正常工作。
5.4
空載待機功能測試
（1）
定義：當無負載接入時，系統關閉輸出進入待機模式。當有負載接入時，系統進入正常工作狀態。
（2）
測試方法：接入負載后斷開負載，觀察系統輸出狀態。
（3）
結果與分析：輸出端負載斷開5s后系統進入待機狀態，此時無輸出。再次接入負載，系統就開始進入逆變工作狀態。
5.5
輸出電壓范圍測試
（1）
定義輸出電壓的最大值最小值。
（2）
測試方法：調節電壓反饋賄賂的參數，觀察輸出電壓大小。
（3）
測試結果：接入300歐的電阻調節Rp3，輸出電壓在8~12V之間。
結果分析
經過測試以后題目的基本要求都已經完成，各項性能指標都較好的實現在輸出功率穩定時效率達到了93%。同時該電路還具有短路保護，空載保護，過流保護的功能。
第6章
總結
剛剛拿到課程設計的題目時真不知道從哪里開始動手,課題名稱里的芯片根本就沒聽說過。通過上網查找資料,弄清楚了它的功能,才真正開始了設計。但這個東西包括了幾個部分,所以一定要把握好它的整體設計思路,在其框架之下,對各部分的單元電路進行分析和設計,最后經過電路的修改,參數的確定,將各個部分連接起來,形成總的電路圖。
課程設計雖然大家的課題不是完全一樣的，但是大家之間的團隊合作還是很重要的，有些地方自己一個人看不明白，通過和同學之間的討論最終弄明白，這是一個很有趣的過程，我相信通過這次的課程設計我們大家之間對于電力電子的學習取得了更加大的進步。
這次實習我學到了很多。在摸索該如何設計電路使之實現所需功能的過程中，培養了我的設計思維，增加了實際操作能力。在體會設計的艱辛的同時，更讓我體會到成功的喜悅和快樂。
通過這兩個星期的課程設計，從開始任務到查找資料，到設計電路圖，到最后的實際接線過程中，我學到了課堂上學習不到的知識。上課時總覺得所學的知識太抽象，沒什么用途，現在終于認識到了它的重要性。平時上課老師講的內容感覺都聽明白了,但真正到了用的時候卻不怎么會用了,經過這次課程設計才知道,要真正學好一門課程,并不是把每一章的內容搞懂就行了,而是要將每一章的內容聯系起來,融會貫通,并能夠應用到實踐中去.通過這次課程設計，我學到了不少新知識、新方法、新觀點。這次設計不但鍛煉了我的學習能力、分析問題與解決問題的能力，同時也鍛煉了我克服困難的勇氣和決心。
還有本次課程設計最重要的是加強了我的動手能力，平時學習的時候只是片面的認識和照搬書本上的知識，書本知識在實際應用的時候會出現很大的偏差，理論聯系實際才是真正的學習之道。要在實際運用的時候結合實際的環境，具體的分析，解決問題，這才是這次課程設計對于我最重要的意義。
篇2
【關鍵詞】推挽電路 全橋逆變 正弦脈寬調制
1 前言
汽車已經是普遍交通工具，方便汽車生活的電器設備需要可靠的電源供電，車載儲能設備電壓一般為12V或24V，而用電設備一般需要220V/50HZ交流電源供電。因此，需要將12V低壓直流電變換為220V交流電?，F有產品大多為方波或準正弦波輸出，效率低，諧波含量高。因此，研究效率高、可靠性高的正弦波車載逆變器具有重要意義。
2 正弦波逆變器的結構
根據車載逆變器輸入和輸出的要求，逆變器的整體結構由兩部分組成，第一部分實現直流升壓功能，第二部分實現逆變功能。實現升壓和逆變功能的方案很多，但各有優缺點。
（1）DC-DC變換部分：Boost電路可以實現升壓，但升壓能力有限，輸入輸出沒有隔離，效率低；半橋變換器的等效輸入電壓為實際輸入電壓的一半，電壓利用率很低；全橋變換器所用器件多、控制復雜、成本高；推挽逆變加全橋整流電路升壓能力比boost電路強，輸入電壓利用率比半橋電路高，所用元器件比全橋電路少且控制電路相對簡單，同時實現了輸入輸出隔離。因此，本次設計采用推挽升壓加全橋整流的設計方案實現直流升壓。
（2）DC-AC變換部分：逆變部分一般采用全橋逆變電路，控制電路設計多種多樣，輸出電壓波形各不相同，采用模擬芯片如SG3524等可以得到方波輸出電壓，采用移相控制、多重結構等可實現準正弦波輸出，實現正弦波輸出常用方法是單片機控制，但電路復雜、成本高、可靠性差。此次設計采用集成控制芯片TDS2285，該芯片是一款專門用來制造高純正弦波逆變電源的控制芯片，它是用程序來產生SPWM波的，所以不需要基準源，也不需要調制電路，穩壓電路簡單，不用考慮相移補償。
3 具體電路設計
按上述設計方案，完成電路設計、參數計算及器件選型、變壓器制作等工作。
（1）推挽升壓電路設計。推挽升壓電路由推挽電路，升壓變壓器，高頻整流電路及TL494構成的控制電路組成。TL494控制電路如圖1所示。
推挽電路在每次電流回路中只有一個開關管，通態損耗較小，適于低電壓輸入場合。開關管根據功率及工作頻率要求選用功率MOSFET，通過參數計算選擇NEC4145。
變壓器設計是升壓電路的難點，首先根據電路參數要求選擇磁芯材料確定B，然后計算core的AP值，再查閱TDK數據手冊選用core。通過計算查表選擇ER35，材質選PC40；根據輸入輸出電壓值及占空比計算變壓器初級和次級的繞組匝數，根據功率要求計算電流大小，依據電流選擇導線直徑，初級6T加6T，導線用銅箔，次級選0.71線一根繞180T，變壓器制作過程中應注意絕緣設計。
高頻整流電路選用全橋結構，根據頻率要求整流器件選用超快恢復二極管SF28。
（2）全橋逆變電路設計。逆變電路采用全橋形式，根據電壓及電流要求，開關管選用IRPF460。其控制信號由逆變控制芯片TDS2285產生。為了防止逆變器發生“直通”現象，必須設置一段死區時間。用非門MM74HC04、與非門74HC00、RC微分電路構成死區電路設計。由于控制芯片輸出的SPWM脈沖波電壓值有限，不能直接驅動MOS開關管，同時為了防止主電路對控制電路的影響，它們之間必須進行隔離。
4 焊接和調試
PCB版圖制作焊接完成無誤后進行測試，測試分兩步進行，分別對前級DC-DC變換器和后級DC-AC變換器進行測試。
前級調試：在輸入端接一個15A的保險絲，后級功率電路的高壓保險絲不要安裝。把萬用表直流電壓檔接在高壓電解電容兩端，接電源，調試驅動電路的電位器，使高壓輸出在340-380V之間。
后級調試：調好前級后，在后級功率電路的高壓保險絲座上，裝上一個1A的保險絲，在高壓電解電容兩端接上一個60V左右的電壓，作為母線電壓，在AC輸出端加上適當電阻做負載，可以測到正弦波電壓大約在40V左右。
聯機：在前后級都正常的情況下，可以把前后級聯起來，完成整機調試。AC輸出端的負載去掉，接上示波器，調整SPWM驅動電路電位器，把它調在220V左右停下。
5 結論
通過以上分析、設計、制作和測試說明：前級采用TL494控制推挽升壓電路，后級采用TDS2285輸出SPWM信號控制全橋逆變電路，可以實現輸入直流12V到輸出交流220V正弦波的變換，輸出電壓基本穩定，效率基本達到要求。經實驗論證，該逆變電源穩定，性能可靠。
參考文獻
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篇3
關鍵詞： 硬件描述語言； 脈寬調制； 電子設計自動化； 邏輯功能設計
中圖分類號： TN964⁃34 文獻標識碼： A文章編號： 1004⁃373X（2014）08⁃0153⁃03
Design of aero power supply invert⁃controlling circuit based on EDA technology
WU Guo⁃qiang1， JIANG Chao2， LIU Qing⁃quan1， LIU Yan2， 3
（1. Unit 94816 of PLA， Fuzhou 350002， China； 2. Air Force Service College， Xuzhou 221000， China； 3. Unit 92919 of PLA， Ningbo 315000， China）
Abstract： To adapt to the new need and the quick development rhythm of the aero power quality， a modulation scheme of aero inverting circuit was designed by means of the advanced modern EDA technique and pulse⁃width modulation technique. The area⁃equivalent sine wave pulse width modulation （SPWM） was adopted to set up control mathematics model. The logic function needed in circuit design was realized with number operation， digital conversion and hardware description Language VHDL. PLDs are taken as the hardwares of the modulation control circuit. With the MAX+plus Ⅱ software， the simulation and hardware testing experiment were completed on the EDA test developing system （GW⁃GK system）， the three⁃phase SPWM waveform pulse series was acquired， the digitaliztion control was realized， the wave harmonic component was decreased and the almost ideal sine wave was obtained. The method simplified the structure and scale of the control circuit， and increased the control accuracy and credibility of the system.
Keywords： hardware description language； pulse width modulation； electronic design automation； logic function design
當前航空電源型號各異，種類龐雜，應該說綜合性能還不夠高。特別是隨著航空器的不斷發展，其對電源保障需求面臨諸多新挑戰。因此，研制先進電源保障設備，提高其通用性、綜合性，可為現有各類航空器提供通用配套保障，不但能夠適應航空器換代的需要，提高其實用性，而且可以壓縮保障裝備設備的數量和規模。研究事例為航空逆變電源，其特性是負載三相平衡的前提下，能夠保證三相電壓的幅值、相位始終處于平衡。構成的組合式三相全橋逆變電路見圖1。本文引入了技術現代電子設計自動化技術（EDA），綜合運用非常超高速集成電路硬件描述語言設計語言（VHDL）和可編程邏輯電路（PLD）元器件進行控制邏輯的設計與實現，對組合式三相逆變電路進行狀態控制，獲得要求的輸出電壓及波形[1⁃3]。
1正弦脈寬調制方案的設計與計算
脈寬調制（Pulse⁃width Modulation，PWM）是在固定頻率下，設計一定規律的脈寬系列，控制逆變器的開關器件的導通及截止狀態，在輸出端獲取所需航空電源，滿足設計的品質要求。
1.1等效面積法的數學模型
采納等效面積正弦波脈寬調制（SPWM）生成法，具有輸出波形諧波量小，波形接近正弦波形而且算法簡單等優勢特點[4⁃5]。
先把理想正弦波劃分為若干等份，如圖2所示，某一等份的弧線與時間軸形成的面積等同于某矩形脈寬，前提是矩形脈寬中點與弧線投影的中心點在時間軸上重合，且兩者面積相等，劃分的等份數量越大，整個矩形脈沖系列就越近似于設計所需的理想正弦波形，其中，矩形脈寬就是用于控制逆變器上元器件的導通、截止狀態[6]。
圖1組合式逆變電路示意圖
如第k個脈沖，其的正弦波形弧線垂直向下與時間軸形成的面積為SAk，與其等效的脈沖矩形面積為SRk，易得到公式：
[SAk=MUsα1kα4ksinθdθ=MUscosα1k-cosα4k =SRk=Usα2k-α3k]
式中：調制參數為M；理想正弦波被劃分為N等份。
每等份的時間寬度為θk，每等份的時間軸中點為αmk，等效面積的矩形寬度（相當于導通時間）為θpk，等效面積的矩形前后兩端剩余時間（相當于截止時間）寬度為θnk，計算公式分別是：
[θk=α4k-α1k=2πN,αmk=2πNk-1+2π2N=πN2k-1,θpk=α3k-α2k,θnk=θk-θpk2]
1.2設計計算及數據生成
設定一定數值后，通過上述等式和公式，利用數學工具Matlab軟件進行數值計算，生成表1和脈沖數據。
圖2 等效面積算法SPWM生成模型
2軟、硬件的設計與實現
2.1軟件設計與實現
控制電路的硬件采用PLD元器件，并基于VHDL語言進行設計達成所需的邏輯功能，做到數字化控制。
整個系統主要由開關模塊M_ONOFF、可控時鐘分頻器M_CLOCK、反饋調制模塊M_MANDP、脈沖寬度數值存儲器A、B、C：PW_ROM和脈沖發生器M_PWM等模塊按一定邏輯對接而成，如圖3所示形成了逆變控制邏輯電路的頂層設計文件M_TOP_SPWM，可實現等效面積正弦波脈寬調制法設計所需的脈沖波形系列，用來控制開關器件IGBT的導通和截止狀態。
2.2邏輯電路的硬件編譯與實現
逆變控制電路的頂層設計文件用VHDL語言編程描述成邏輯電路后，采用Max+PlusⅡ（Multiple Array MatriX Programmable Logic User SystemⅡ）為本實驗的EDA設計軟件，并在EDA實驗開發系統（GW⁃GK系統）上完成仿真和硬件測試實驗。首先選用ALTERA公司的EP1K50TC144⁃3芯片，然后如圖4，圖5所示對此芯片管腳進行輸入輸出定義、編譯，通過ByteBlasterMV并行下載，打印機接口與目標板相連，完成芯片邏輯功能配置，最終在硬件上實現了控制系統電路邏輯功能。
3仿真結論與開發前景
頂層設計文件編譯后進行實驗仿真，結果如圖6所示，其中脈沖系統S_A12、S_A34是單相全橋逆變器A的控制信號，S_B12、S_B34是單相全橋逆變器B的控制信號，S_C12、S_C34是單相全橋逆變器C的控制信號，顯而易見三個單相全橋逆變器控制脈沖信號S_A、B、C生成相隔1/3周期，而且非常精確，完全滿足實驗設計所需的品質要求。
[圖4 芯片引腳的鎖定分配][圖5 連接下載]
采用VHDL硬件描述語言對硬件的功能進行編程，在實驗室就能設計獲得所需的控制邏輯電路，特點明顯，具有傳統實驗方法根本無法實現的靜態可重復編程和動態在系統重構的優勢，這大大提升了航空電源控制系統設計的靈活性，實現了硬件的“軟件化”。用可編程邏輯器件PLD芯片不但壓縮了設計實驗周期，減少誤差，提高設計系統的精確度（如圖6所示，可控制到3 ms以下），而且可以高度縮小控制系統的硬件規模，提高了集成度[1，3]，降低了開發成本，有利于當前航空事業突飛猛進對電源的多樣化需求開發，前景廣闊。
圖6實驗功能仿真效果圖
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篇4
關鍵詞：可控硅；串聯逆變；觸發延遲時間
1.引言
90年代我國工業飛速發展，大容量、高功率，低能耗的中頻電爐越來越被人們所關注，尤其在鑄造領域中，中頻電爐能提供高質量的鐵水和鋼水，便于在熔化過程中控制溫度和化學成份，因此近年大量引進國外制造的大容量可控硅中頻電爐，已達數百臺之多，幾乎國內上規模的機械制造廠、機床廠、汽車制造廠的高端技術市場都被國外廠商占有。目前國內產品比較國外，在控制技術上，按裝工藝上仍有相當差距。
我國電器工業經過多年的發展，目前安裝大容量中頻電爐元器件己具備相當條件，大電流耐高壓可控硅，高壓電熱電容己能生產，滿足需求。中頻逆變電源的開關元件，目前有二種，可控硅SCR和絕緣柵雙極型場效應晶體管IGBT，根據國外文獻所載，大功率，較低頻率（
IGBT特別適用于頻率高，功率較小的變頻加熱設備，如小容量中頻真空熔煉爐，工件表面淬火和小件透熱等。目前國內200A以上的IGBT都需依賴進口，還受到出口國的限制，最大容量為800A/1 5 0 0V。組裝大功率電源時，不得不把IGBT串聯后再多組并聯，對用戶來說，元件損壞時就得長期依賴于設備制造廠商供應備件
2.串并電路的比較
國內外中頻感應電爐主要有二種類型，并聯逆變和串聯逆變二類，過去由于我國不能生產高壓諧振電熱電容和大功率高壓可控硅，所以普遍生產并聯諧振型中頻爐，現在由于近二年元器件在技術上已有所突破，所以一些電爐制廠商都競相爭雄開發串聯型中頻電爐。
并聯逆變是電流型諧振。振蕩回路中的電流I是電源供給電流i的Q倍。Q為回路品質因素，通常可達6以上，因此電流I在諧振回路內很大，負載線圈L，電容C，以及銅排內發熱損耗很大。
串聯逆變是電壓型諧振?；芈分械碾娏髋c電源供給的電流相等，而在電容C和負載線圈上的振蕩電壓為電源電壓的Q倍，可高達2500VAC以上。由于諧振回路電流I等于通過可控硅的電源電流i。所以串聯逆變較并聯逆變回路中的電能損耗要小得多，因此串聯逆變電爐電效率大大高于并聯逆變電路。
3.一拖二工作原理
運行方式采用一拖二，一拖二即一套整流電源帶動二套逆變裝置運行，也可以任何一套逆變裝置單獨運行，供電給A爐或B爐，雙供電一拖二功能，特別適用于中小鑄件大批量連續生產運行，任意一臺電爐高功率熔化作業，另一臺爐體可保溫或將冷料預熱，功率按需任意分配，二臺電爐的使用功率總和恒定不變，兩臺電爐連續交替熔化和保溫澆鑄，同時運行，可使電源始終在滿功率下運行，以此提高電爐的熔化生產率。
4.橋式串聯逆變器工作過程的分析
為便于分析串聯逆變器的工作過程起見，我們可先從簡化串聯逆變器電路入手進行分析。SCR1～SCR4、D1～D4組成逆變橋臂，C為補償電容器，L、R為負載的等值電感、電阻。這里，我們暫不考慮換向電抗器等其他元件的影響。串聯逆變器要求接在恒壓源上，所以在電源側并有一組大容量的電容Cd。
當t=t0時，觸發脈沖ug1、4觸發可控硅SCR1、4，使可控硅SCR1和SCR4導通，工作電流ia從電源正極經SCR1C、L、RSCR4，回到電源負極，這時的工作狀態實際上是C、L、R串聯電路接通直流電源時的過渡過程。當R
當t>t1，電容C開始向電感L、電阻R及電源放電，電流ia的路徑為D1CdD4R、L、C，流過負載回路的電流反向，當電容C上的電壓等于Ud時，回路中電流ia達到負向最大值，電感電壓為零，但由于電感中電流不能突變，電感上產生一個電感電壓，使電流繼續維持，電容C繼續放電，直到電容電壓接近于零。t1～t2段時間的波形，實際上就是串聯諧振負半周的電流、電壓波形。t=t2時，電流自然過零，D1、4關斷，此時可控硅SCR1、4也已恢復正向阻斷能力，第一個過渡過程結束了。t2～t3這段時間內回路中電流等于零。
當t=t3時，觸發脈沖ug2、3觸發可控硅SCR2、3，可控硅SCR2及SCR3導通，開始第二個過渡過程，這一過渡過程與第一個過渡過程是完全一樣的。t3-t6段時間內的波形，只是相位差180度。兩個過渡過程組成了逆變電路的一個工作周期。當t3=t2時，即第一個過渡過程剛結束，緊接著觸發可控硅SCR2、3，即開始第二個過渡過程。若t3繼續提前，也就是說二極管D1、4中的電流還尚未過零前，就觸發可控硅SCR2、3，開始第二個過渡過程，在這種情況下，通過負載的電流波形就類似于正弦波了。在t0～t1時間內，電流通過可控硅SCR1、4； 在t1～t2時間內，電流通過二極管D1、4； 在t2～t3時間內，電流通過可控硅SCR2、3；t3～t4時間內，電流通過二極管D2、3。以后就重復上面過程。
由上述分析可見，串聯逆變器的換流過程可分為兩個階段：流經可控硅SCR1、4的電流過零后，電流自然的轉移到反饋二極管D1、4，我們將這一階段稱之為自然換流過程。在自然換流過程中，雖然導電元件改變了，電流從SCR1、4轉移到D1、4，但電路的結構卻沒有變。第二個換流階段是當流經二極管D1、4的電流在尚未自然過零前，就觸發可控硅SCR2、3，強迫電流從D1、4轉移到可控硅SCR2、3中，我們稱這一階段為強迫換流過程。在串聯逆變器中，換流過程正常與否，決定了逆變器是否能正常工作。
通過比較可以清楚地看到，在這兩種工作狀態下雖然逆變器的固有頻率ω0未變，但工作頻率卻提高了，逆變器的輸出功率也大了。串聯逆變器的工作頻率ω必須小于串聯諧振頻率電路的固有頻率ω0，但到底要小多少呢？這完全取決于可控硅元件的關斷時間toff，也就是說，在可控硅SCR1、4中電流自然過零到觸發可控硅SCR2、3的時間間隔內，必須保證可控硅SCR1、4正向阻斷能力完全恢復，td稱之為觸發延遲時間。
為保證電流過零后的可控硅完全恢復正向阻斷能力，加在電流過零后的可控硅上的反向電壓時間必須足夠長，即必須滿足td≥toff。如果td﹤toff，也就是當某一工作臂的可控硅電流過零后，其正向阻斷能力尚未恢復之前就觸發導通另一工作臂的可控硅，逆變器將發生直通短路。所以說td是串聯逆變器中的一個重要參數，正確選取td，才能保證串聯逆變器正常工作。
5.可控硅串聯電源的優點
串聯逆變電源工作時，整流始終在全導通情況下工作，改變逆變回路輸出功率是靠控制逆變觸發脈沖頻率來實現。且負載電流為正弦波，所以串聯逆變電源不會有高次諧波嚴重污染電網，且功率因數高。可以保證設備在保溫、烘爐等任何工況下的功率因素大于0.98。而并聯逆變不可能實現一拖二自動調功運行，因為并聯逆變電源調功只能靠調節整流橋輸出電壓來實現，當并聯逆變整流橋工作在低電壓，整流導通角很小狀態下，設備的功率因數將會很低，且并聯逆變負載電流為方波，將會嚴重污染電網。如果靠調節逆變反壓角來調功，調功范圍是很窄的，因此并聯逆變電源是無法實現一拖二運行的。
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篇5
關鍵詞： Matlab； 逆變源； 建模仿真； 雙環控制
中圖分類號： TN911?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）16?0164?03
0 引 言
隨著太陽能、風能等可再生能源的發展，分布式發電以其環境污染少、能源綜合利用率高、供電可靠等優點，逐漸成為了各國家競相研究的熱點，在美國、歐洲等技術成熟的國家和地區，以將其廣泛應用在微電網中[1?3]。逆變電源作為一種有效的電力供應源，成為了微電網的重要組成部分，并在微電網的研究和實施中得到了廣泛的應用。設計的基于PWM的孤立逆變電源，其控制模型采用電壓外環和電流內環雙環控制策略，電壓外環和電流內環均采用PI控制方式。應用Matlab軟件建立實驗模型進行仿真，通過仿真驗證了控制系統設計的合理性，以及雙環控制策略的應用效果，分析仿真結果證明了系統設計的合理性和有效性。
1 PWM逆變器的電路結構和工作原理
在交?直?交變頻器中，通常要求直流電路采用可控硅整流電路，如圖1（a）所示。逆變輸出的電壓[Uo]的大小可以通過改變[Ud]的大小來控制。通過對逆變器觸發電路頻率的控制，可以改變輸出電壓[Uo]的頻率。但是，這種變頻電路存在有缺陷：如果輸出的交流電壓為含有較多諧波的矩形波，這無論是對負載或是交流電網都是不利的；如果輸出功率用相控方式來調節，就會使輸入功率因數降低，同時由于有濾波大電容存在于中間直流環中，使得調節輸入功率時慣性較大，系統響應緩慢。
為解決上述缺陷，可以采用如圖1（b）所示的變頻電路。這種電路通常稱為PWM（Pulse Width Modulation）型變頻電路，其基本的工作原理是對逆變電路中開關器件的通斷進行有規律的控制，使輸出端得到等幅不等寬的脈沖列，并用這些脈沖列來替代正弦波。按要求的規則對脈沖列的各脈沖寬度進行調制，既可改變電路輸出電壓的大小，又可以改變輸出電壓的頻率[4?5]。
2 孤立逆變源雙環控制策略
如圖2所示，為設計的基于PWM孤立逆變源的電壓電流雙環控制原理圖。控制外環為電壓控制環，電壓[Vabc]的反饋值由測量模塊2測得，并與給定的參考值進行比較，誤差信號經過PI控制器調節后作為電流內環基準；控制內環為電流控制環，由測量模塊1測得的反饋的電流值[Iabc1]與電流基準進行比較產生的誤差信號，經過PWM發生器離散化之后產生PWM控制信號[6]。
PI控制器是具有比例?積分控制規律的控制器，其框圖如圖3所示，其控制規律是指控制器的輸出信號[ut]既反映輸入信號[et]，又反映[et]對t的積分，即：
[ut=kPet+kPTI0tetdt]
式中：[kP]為可調比例系數，[TI]為可調積分時間常數。
在控制工程實踐中，PI控制器主要用來改善控制系統的穩態性能[7]。PI參數的準確設置，對控制效果至關重要，可調積分時間常數[TI]會影響系統達到穩定的時間和穩定性，可調比例系數[kP]會對系統的響應時間產生影響。在本文設計的孤立逆變源中，利用工程整定的方法，對外環電壓反饋值[vabc]進行調節的PI調節器，其參數整定值為：[kP]=0.25，[TI]=300；對內環電流反饋[Iabc1]進行調節的PI調節器，其參數整定值為：[kP]=1.25，[TI]=1。
3 仿真結果
根據控制方案，設計的孤立逆變源的建模仿真使用Matlab?Simulink?SimPowerSystems軟件平臺來完成。仿真時間設定為0.3 s，仿真數據均采用標幺值，仿真模型如圖5所示。設計的電壓外環和電流內環的PI控制模型分別如圖6、圖7所示。
模型仿真的主要參數如表1所示。
3.1 逆變源仿真結果
根據表1的參數設置進行建模仿真，仿真開始后，逆變電源在很短暫的時間就達到了穩態運行，經測量模塊2測量輸出的電流[Iabc]和電壓[Vabc]，測量模塊1測量輸出的電流[Iabc1]，以及調制系數m的輸出波形如圖7、圖8所示。
表1 仿真模型主要參數
逆變電源運行達到穩態后，由圖7輸出的電壓和電流波形分析可知，逆變電源達到穩后的運行狀態非常穩定，達到了預期的效果。由圖8可知，調制系數m在經過短暫的震蕩之后收斂到0.85～0.9穩定的區間，表明了調制控制的穩定性。
3.2 電壓控制PI仿真結果
逆變電源運行達到穩態后，電壓外環控制模塊的PI調節的輸入信號及經過PI調節后的輸出信號如圖9所示。由圖9的輸出波形可知，輸入到PI的Vd，Vq信號經過短暫的波動收斂到0，并輸入到PI調節器中，經PI調節器調節后輸出較為穩定的誤差信號，作為電流內環控制的基準信號，保證了電流內環控制的穩定性。
調節前的輸入波形
3.3 電流控制PI仿真結果
逆變電源運行達到穩態后，電流內環控制模塊經過PI調節后的輸出Vd，Vq和電壓Uabc的波形如圖10所示。在電流內環調節中，電流經d?q變換得到信號與經電壓外環控制后輸入的基準信號作比較，比較結果作為電流控制環的PI調節輸入信號，經PI調節后輸出穩定的控制信號Vd，Vq，如圖10所示，輸出信號經過短暫的震蕩收斂到了一個穩定的狀態，表明了電流內環控制系統穩定性。輸出的電壓Uabc作為PWM發生器的輸入信號，經過PWM發生器離散化之后產生PWM控制信號，形成一個閉環控制系統，保證了整個控制系統的穩定運行。
4 結 語
分布式發電作為高效、清潔的發電方式，以其具有投資少、可與環境兼容等優點，在微電網中得到了廣泛的應用。逆變電源作為微電網的重要組成部分，其設計運行的穩定性、有效性和可行性，直接會影響到整個微電網供電的電能質量。設計的電壓外環和電流內環雙環控制的逆變電源，電壓外環可以增加系統的穩定性和消除靜態誤差，電流內環可以提高系統的快速性和動態特性。采用PI控制策略，利用Matlab軟件建立了實驗仿真平臺。仿真結果表明，設計的逆變電源具有很好的穩態性能和動態性能，控制系統設計合理穩定，參數的選擇合理有效。
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篇6
[關鍵詞]高頻逆變；交直交變頻；集成控制器；車載電源
[DOI]10.13939/ki.zgsc.2015.45.071
1 引 言
車載逆變電源作用是把汽車蓄電池12V或24V的直流電轉變為50Hz的交流電，得到的交流電可以給筆記本電腦、數碼攝像機、普通照明燈、平板電腦、電動工具、車載冰箱等使用220V交流電源的用電設備供電。車載逆變電源在國外普遍受到歡迎。中國已成為世界上汽車產銷量第一大國，隨著我國汽車普及程度的逐漸提高，車載逆變電源的市場會越來越巨大。
2 總體設計
車載逆變電源設計主要有兩點，一個是把蓄電池電壓提升至220V，另一個就是頻率要為50Hz。把12V的電壓提到220V，采用升壓斬波電路進行。采用升壓斬波電路即Boost電路來實現，由于出電壓比輸入電壓高出很多，升壓倍數約為18。由Boost電路工作原理易知，占空比約為0.95，理論上可行，但Boost電路實際中難以實現[1]，所以要升壓就要借助變壓器來實現。變壓器如果采用工頻變壓器，輸出同樣功率的情況下，體積和重量會比高頻變壓器大出很多，是人們不能接受的。因此要采用高頻變壓器，采用高頻變換電路。借助高頻變壓器實現12V的電壓變為220V的電壓，輸出頻率必然也是高頻。高頻的220V交流電，很多我們使用的220V市電供電的用電設備不能直接使用。要再進一步變換，把高頻直流電源變換成50Hz的交流電。從總體結構上來說，設計的電路共有兩部分：前一部分借助高頻變壓器和相就的變換電路把12V直流電變為220V的高頻交流電，后一部分把高頻的220V交流電變換為50Hz的220V交流電。
輸入為12V低壓輸入，輸出功率大時輸入電流會很大，屬低壓較大電流輸入。全橋式變換電路回路中有兩個功率管，而半橋式回路是一半電壓對應一個功率管，對推挽式逆變電路回路中功率開關管只有一個，相比較而言，可以減少功耗[2]。后一部分輸入的電壓本身比較高，而全橋逆變電路可以實現比較大的功率輸出。因此電路設計前一部分采用推挽逆變電路，后一部分采用全橋逆變電路。推挽變換電路輸出的高頻220V經高頻二極管整流濾波后得到直流電，再經全橋逆變電路得到50Hz的220V的交流電。
3 推挽逆變部分
該部分功能為把蓄電池12V直流輸出變為高壓220V輸出，頻率為10KHz，屬高頻輸出。推挽式變換電路主要由兩個開關管Q1、Q2，變壓器T1構成。開關管Q1、Q2正負半周交替通斷工作。中心抽頭把變器原邊對稱地分為兩半。正半周期開關管Q1導通，Q2關斷，12V蓄電池，變壓器原邊的一半和Q1構成回路；負半周期開關管Q2導通，Q1關斷，12V蓄電池，變壓器原邊的另一半和Q2構成回路。正負半周流過變壓器原邊的電流方向相反，變壓器副邊得到交流電[3]。這里采用的變壓器副邊匝數等于原邊匝數的好多倍，所以輸出電壓高。逆變輸出的交流電頻率主要取決于開關管工作頻率。如前所敘述，為了減少變壓器的重量和體積，采用高頻變壓器，開關管工作頻相對比較高。推挽逆變電路部分如圖1所示。
推挽逆變的控制驅動以SG3525為核心。 SG3525是專用的集成電壓型的PWM控制器。圖1推挽逆變電路中芯片1腳，2腳對應一誤放大器同向輸入端和反向輸入端，兩腳電壓差比較大，輸出PWM占空比最大[4]，同樣條件下，逆變電路輸出電壓也最大。5腳，6腳外接電阻電容大小決定了芯片輸出PWM信號頻率也就決定了推挽逆變器工作頻率。11 腳和14腳輸出兩波形一樣而相位相差180°的PWM信號，分別通過R6、R7驅動Q1和Q2。
4 整流與全橋逆變部分
整流與全橋逆變部分也即交直交變頻部分。該部分功能為把前一部分220V高頻輸出轉變成頻率50Hz的220V的交流電。電路如圖2所示。220V的高頻交流電經二極管VD1-VD4構成的橋式整流電路整流濾變為直流電后再經過四個功率管VT1-VT4逆變后得到220V，50Hz交流電。控制以TL494為核心。芯片5腳6腳接的電阻電容決定了其輸出PWM信號的頻率也就決定了逆變電路輸出頻率，5腳6腳接的電阻電容選擇恰當的值就可以讓逆變電路輸出頻率為50Hz。1腳、2腳對應于一誤差放大器同向輸入端和反向輸入端，15腳、16腳對應于另一誤差放大器。兩誤差放大器反向輸出端接14腳獲得比較高的電壓，而同輸入端接地，這樣輸出的PWM信號占空比最大。8腳和11腳為PWM信號輸出端，互補輸出，即相位相差180°。8腳的輸出控制VT1和VT3，11腳的輸出控制VT2和VT4。8腳和9腳分別是芯片內部集成的開關三極管的集電極和射極8腳輸出是低電位時，VT3不導通，Q11也不導通，蓄電池12V電壓通過VD5，R4和R1讓VT1導通；8腳輸出高電位時，通過R7使VT3導通，同時易知Q11也導通，把VT1柵極電位拉低，VT1截止。11腳的輸出驅動控制VT2和VT4工作過程和8腳輸出驅動控制VT1和VT3相同，只是8腳和11腳輸出的PWM相位上相差180°。
TL494也是常用的電壓型脈寬調制集成控制器。其內部主要集成了線性鋸齒波振蕩器，兩個誤差放大器，死區時間比較器，PWM比較器，基準電壓源，觸發器等，共有16個引腳。線性鋸齒波振蕩器的振蕩頻率由5腳、6腳上外接的電阻電容來決定。兩個誤差放大器在這里地位是一樣的，它們的輸出分別經過一個二極管送到PWM比較器的同向輸入端，與加在PWM比較器反向輸入端的線性鋸齒波做比較，產生PWM信號。3腳是兩誤差放大器的輸出端，也是PWM比較器同向輸入端；脈沖寬度的調節可以通過3腳上的電壓來控制，也可分別通過誤差放大器進行調節[5]。13端為輸出控制端，當其接低電平時，兩管子工作情況相同，當其接高電平時兩管子推挽輸出。TL494內部還有一個基準電壓源，通過14腳為其在應用時提供5.0V的基準電壓。芯片的4腳為死區控制引腳，可用來限定芯片輸出PWM的最大占空比。利用此功能，引入反饋信號至引腳上可以限定全橋逆變電路的最大輸出電壓，圖2中未畫出該部分。
5 結 論
經實踐可知，該款逆變電源性能穩定，結構簡單，效率高，成本優勢明顯，可使有車生活更加方便。不足之處在于它的輸出不是正弦波，輸出電壓會受輸入電壓影響，在220V左右一定范圍內波動。
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篇7
關鍵詞：正弦波逆變技術 控制策略 仿真
中圖分類號：TM61 文獻標識碼：A 文章編號：1674-098X（2016）12（a）-0028-04
Abstract：Households with a small wind generator output voltage is stored in 32 V or 24 V，48 V battery， such as this makes many ac electric equipment cannot be used directly. In order to solve this problem，you need to configure inverter in the small wind power generation system，the dc into 220 V/50 Hz alternating current output，so as to meet the needs of communication appliances.Firstly，through comparing the low frequency inverter technology and high frequency inverter technology，high frequency inverter technology is selected. The parameter of each part circuit is devised and calculated. All parts of an apparatus are chose. In succession， the Matlab＼Simulink simulation of circuit structure is made. The model parameters are installed on base of theoretical calculation. The stability control of sine wave inverter is realized through initial simulation. The experimental result indicates the rationality and feasibility of the design scheme.
Key Words：Sine wave inverter technique； Control strategy； Simulation
對綠色能源―風能的主要利用形式是風力發電，它的發展趨勢是高技術化和高性能化。正弦波逆變技術對風力發電系統而言是一個極其關鍵的技術，它負責將直流電調制成穩壓穩頻的交流電，然后供給負載使用或安全并聯到交流電網中去。采用逆變技術獲得的交流電幅度和頻率可以靈活調節，而且動態響應快、控制性能好、電氣性能指標好。
1 主電路的設計
該文設計的主電路如圖1所示。電壓比調整和電氣隔離是通過高頻變壓器實現的，它不僅省掉了體積龐大且笨重的工頻變壓器還使音頻噪聲明顯降低了。變換效率較高和輸出電壓紋波小是該電路的特點。
1.1 單極LC直流輸入濾波電路
輸入濾波器可以使輸入電流平穩化[1]。取直流升壓電路的工作頻率為20 kHz，電感量為5μH，電容量為2 200μF，則：ω=2πfs=2×3.14×2×104rad/s，ωf=1/LC=9534.6rad/s滿足公式ω=（2-3）wr。電容電壓取兩倍的裕量：48×2=96 V，取100 V；電感電流為：1250÷48=26.04 A，取30 A。
1.2 直流升壓斬波電路
該環節采用雙管單端正激變換電路，電路帶隔離變壓器。輸入直流電壓為48 V，選擇IGBT的額定電壓值為600 V。逆變器的效率為80%，輸入功率為1 250 W，則變換電流為26 A。過載能力kr取1.5倍，電流安全裕量取1.5倍。IGBT的電流額定值根據公式I≥2IOkrβr計算得到I≥83 A。所以選擇IGBT管的型號為MG100J1BS11（100 A/600 V）。
1.3 逆變變壓器
逆變變壓器對逆變器的效率和工作可靠性起著非常重要作用，同時它影響輸出的電氣性能[2]。
（1）變壓器次級功率：變壓器的輸出功率P0=1111 W，
W。
（2）鐵芯計算：從曲線圖（依據變壓器的次級功率、電源頻率、鐵芯材料）中查得磁感應強度Bm為2 000高斯，導線的電流密度j為1.5 A/mm2，占空系數kc為0.9，銅線在鐵芯窗口中的占空系數ko為0.3。根據變壓器次級功率的大小從曲線中求得效率為0.96，代入公式得：
（3）每匝感應電勢：
（4）繞組匝數計算：初級繞組
，次級繞組=
。
（5）繞組電流計算：磁化電流=
A，鐵芯損耗電流：A，次級電流A。
（6）繞組導線計算：初級繞組線徑，次級繞組線徑。
（7）絕緣設計采用3層層間電纜紙。
1.4 整流及輸出濾波
取直流電壓的1.5倍為整流二極管的電壓裕量，即V。管中流過的峰值電流值=
A整流二極管的額定電流值要大于此值，選擇快恢復二極管額定電壓為600 V，額定電流為15 A，型號為MUR1560。因為諧波電壓分量存在于不可控整流電路輸出電壓uD中，整流電路的輸出電壓必須經過濾波器，然后再與負載相連。LC濾波器通常由較小的L和較大的C組成（主要考慮濾波電感L的重量和體積）。選擇電感：L2=0.5μH，電感電流3.5 A。由C2≥μF，取耐壓為450 V的10μF電容（根據仿真結果進行調試）。
1.5 全橋逆變
（1）IGBT額定電壓UCE的選擇：取IGBT的額定電壓UCE為600 V（依據交流側電壓為220 V）。
（2）IGBT額定電流IC的選擇：考慮逆變效率（η>90%）和安全^載裕量（2倍左右），流過IGBT的電流額定值Ic： A。選取四只型號為MG25J1BS11（額定電壓600 V，額定電流25 A）的IGBT管。
1.6 輸出濾波
選擇濾波器截止頻率為300 Hz（輸出電壓基波頻率為50 Hz）則L3≥R/2πfc，
根據仿真調試，取電流為10A的65mH電感。C3≥1/2πfcR=
μF，根據仿真調試，選擇耐壓為450 V的100μF電容。
鐵芯電抗器計算：電感交流電壓U=2πfL1=2×3.14×50×
65×10-3×4.54=92.66 V。
電感的功率容量：W，W，
鐵心型號選XCD25×50×50（Sc=11.5cm2、Lc=22.6cm）。匝數：N==
cm，
。
1.7 緩沖電路
該設計選擇RCVD緩沖電路[3]。由公式求得參數，從IGBT數據手冊可查知tf、可查知tr。若選擇MG100J1BS11型號的IGBT電容C=6.225μF（tf=1.0 μs，tr=0.8 μs，Ice=83 A，Vce=24 V），在IGBT導通時期內，電容CS放電，假設放電時間常數是充電時間常數的3倍則電阻為，電阻的功率為。若選擇MG100J1BS11型號的IGBT電阻0.05 Ω， ，二極管型號選擇為2CZ100A/A，它的額定電壓為25V，它的額定電流100 A。對MG75J1BS11電阻，PR=62.5 W，二極管的型號選擇為ZQ15，它的額定電壓300 V，它的額定電流15 A。
2 控制和驅動電路的設計
2.1 DC-DC控制電路
DC-DC電路控制電路如圖2所示。反饋電壓u0由逆變器的輸出電壓經整流、濾波、分壓后得到，逆變器的輸出電壓的大小正比于u0。調節逆變器輸出電壓的幅值可以通過調節反饋電壓的大小來實現[4]。
SG3524-1芯片的反相端腳1接控制信號u0，參考電平接同相端腳2，反饋信號就可以控制SG3524-1的輸出脈沖的占空比。逆變器輸出減小會使反饋電壓隨之下降，這會增加SG3524-1輸出脈沖的占空比，跟著升高的是DC-DC電路的輸出電壓，最終升高的是逆變器輸出交流電壓。反之亦然。顯然，整個逆變器的輸出自動穩壓調節功能是通過SG3524-1的脈寬調制的控制作用來實現的。（如圖3）
2.2 DC-AC控制電路
產生SPWM信號：如圖3所示，函數發生器ICL8038產生正弦波電壓ua，正弦波的頻率f=1.15/（R2+R3）C1，其中R2和R3都用可調電阻，正弦波失真度通過R來調整。當f=50 Hz時調試得R2+R3=9.7kΩ、C1=2.2μF。一路正弦波信號經過整流后得到uc；另一路正弦波經過比較器后得到與正弦波相同頻率和相位的方波ub。ud是由uc與1 V基準經過加法器后得的，SG3524-2的1號腳接ud，這樣SPWM波ue就在SG3524-2內部產生了[5]。
分相：一塊二輸入與門74LS08、一塊單輸入非門74LS05組成了分相電路。
3 正弦波逆變電路的仿真研究
使用Simulink來研究1 000 W的正弦波逆變器輸出電壓的穩定性。利用軟件分別仿真了帶阻性負載、感性負載和容性負載時輸出電壓和電流波形及THD頻譜圖，綜合后得圖4和圖5，分別表示輸出電壓的變化趨勢和THD的變化趨勢?？梢妿Ц行载撦d時，輸出電壓提升的比較快，同時波形的畸變系數比較小。
4 結語
風能是最重要的可再生能源之一，風力發電對于改善用能結構和促進環境發展具有重要意義[6]。該文對逆變器的主電路和控制電路的各個環節進行了參數的計算和原件的選擇，最終完成了逆變器的設計，最后通過Simulink仿真了該逆變器帶不同負載時輸出電壓的穩定性，分析仿真結果得帶感性負載時，輸出電壓提升比較快，同時波形的畸變系數比較小。
參考文獻
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篇8
【關鍵詞】變頻器；阻抗干擾；問題探討
一、變頻器的作用
1、變頻節能
變頻器節能主要表現在風機、水泵的應用上。為了保證生產的可靠性，各種生產機械在設計配用動力驅動時，都留有一定的富余量。當電機不能在滿負荷下運行時，除達到動力驅動要求外，多余的力矩增加了有功功率的消耗，造成電能的浪費。風機、泵類等設備傳統的調速方法是通過調節入口或出口的擋板、閥門開度來調節給風量和給水量，其輸入功率大，且大量的能源消耗在擋板、閥門的截流過程中。當使用變頻調速時，如果流量要求減小，通過降低泵或風機的轉速即可滿足要求。
電動機使用變頻器的作用就是為了調速，并降低啟動電流。為了產生可變的電壓和頻率，該設備首先要把電源的交流電變換為直流電（DC），這個過程叫整流。把直流電（DC）變換為交流電（AC）的裝置，其科學術語為“inverter”(逆變器)。一般逆變器是把直流電源逆變為一定的固定頻率和一定電壓的逆變電源。對于逆變為頻率可調、電壓可調的逆變器我們稱為變頻器。變頻器輸出的波形是模擬正弦波，主要是用在三相異步電動機調速用，又叫變頻調速器。對于主要用在儀器儀表的檢測設備中的波形要求較高的可變頻率逆變器，要對波形進行整理，可以輸出標準的正弦波，叫變頻電源。一般變頻電源是變頻器價格的15－－20倍。由于變頻器設備中產生變化的電壓或頻率的主要裝置叫“inverter”，故該產品本身就被命名為“inverter”，即：變頻器。
變頻不是到處可以省電，有不少場合用變頻并不一定能省電。 作為電子電路，變頻器本身也要耗電（約額定功率的3-5%）。一臺1.5匹的空調自身耗電算下來也有20-30W,相當于一盞長明燈。變頻器在工頻下運行，具有節電功能，是事實。但是他的前提條件是：第一，大功率并且為風機/泵類負載；第二，裝置本身具有節電功能（軟件支持）；第三，長期連續運行。
2、功率因數補償節能
無功功率不但增加線損和設備的發熱，更主要的是功率因數的降低導致電網有功功率的降低，大量的無功電能消耗在線路當中，設備使用效率低下，浪費嚴重，使用變頻調速裝置后，由于變頻器內部濾波電容的作用，從而減少了無功損耗，增加了電網的有功功率。
3、軟啟動節能
電機硬啟動對電網造成嚴重的沖擊，而且還會對電網容量要求過高，啟動時產生的大電流和震動時對擋板和閥門的損害極大，對設備、管路的使用壽命極為不利。而使用變頻節能裝置后，利用變頻器的軟啟動功能將使啟動電流從零開始，最大值也不超過額定電流，減輕了對電網的沖擊和對供電容量的要求，延長了設備和閥門的使用壽命。節省了設備的維護費用。
二、變頻調速系統的抗干擾對策
據電磁性的基本原理，形成電磁干擾(EMI)須具備三要素:電磁干擾源、電磁干擾途徑、對電磁干擾敏感的系統。為防止干擾，可采用硬件抗干擾和軟件抗干擾。其中，硬件抗干擾是應用措施系統最基本和最重要的抗干擾措施，一般從抗和防兩方面入手來抑制干擾，其總原則是抑制和消除干擾源、切斷干擾對系統的藕合通道、降低系統干擾信號的敏感性。具體措施在工程上可采用隔離、濾波、屏蔽、接地等方法。
1、所謂干擾的隔離，是指從電路上把干擾源和易受干擾的部分隔離開來，使它們不發生電的聯系。在變頻調速傳動系統中，通常是電源和放大器電路之間電源線上采用隔離變壓器以免傳導干擾，電源隔離變壓器可應用噪聲隔離變壓器。
2、在系統線路中設置濾波器的作用是為了抑制干擾信號從變頻器通過電源線傳導干擾到電源從電動機。為減少電磁噪聲和損耗，在變頻器輸出側可設置輸出濾波器;為減少對電源干擾，可在變頻器輸入側設置輸入濾波器。若線路中有敏感電子設備，可在電源線上設置電源噪聲濾波器以免傳導干擾。在變頻器的輸入和輸出電路中，除了上述較低的諧波成分外，還有許多頻率很高的諧波電流，它們將以各種方式把自己的能量傳播出去，形成對其他設備的干擾信號。
3、屏蔽干擾源是抑制干擾的最有效的方法。通常變頻器本身用鐵殼屏蔽，不讓其電磁干擾泄漏;輸出線最好用鋼管屏蔽，特別是以外部信號控制變頻器時，要求信號線盡可能短(一般為20m以內)，且信號線采用雙芯屏蔽，并與主電路線(AC380V)及控制線(AC220V)完全分離，決不能放于同一配管或線槽內，周圍電子敏感設備線路也要求屏蔽。為使屏蔽有效，屏蔽罩必須可靠接地。
4、正確的接地既可以使系統有效地抑制外來干擾，又能降低設備本身對外界的干擾。在實際應用系統中，由于系統電源零線(中線)、地線(保護接地、系統接地)不分、控制系統屏蔽地(控制信號屏蔽地和主電路導線屏蔽地)的混亂連接，大大降低了系統的穩定性和可靠性。因此在實際應用中一定要非常重視。變頻器接地導線的截面積一般應不小于2.5mm2，長度控制在20m以內。建議變頻器的接地與其它動力設備接地點分開，不能共地。
5、采用電抗器，在變頻器的輸入電流中頻率較低的諧波分量（5次諧波、7次諧波、11次諧波、13次諧波等所）所占的比重是很高的，它們除了可能干擾其他設備的正常運行之外，還因為它們消耗了大量的無功功率，使線路的功率因數大為下降。在輸入電路內串入電抗器是抑制較低諧波電流的有效方法。
6、合理布線，對于通過感應方式傳播的干擾信號，可以通過合理布線的方式來削弱。
本文對于變頻器實際應用中的性能探討，找到了解決其使用過程中的抗干擾問題的方法，我們相信隨著新科技和新的理念在變頻器上不斷的使用，工程和社會對變頻器會有更高的要求，那么真正的滿足要求的有利于社會健康環境的變頻器也會應運而生。
參考文獻
篇9
摘要：本文據空間矢量調制跟隨磁鏈的思想，通過轉速和電流采樣，并通過TMS320F28335為控制芯片進行變量轉換，以及對系統各模塊進行監測和控制。理論分析中，依據電壓空間矢量模型和假定的開關函數，算出在各扇區的IGBT的分配時間。最后給出負載Matlab的V-I仿真圖，證實了設計的有效性和合理性。
關鍵詞：異步電機；SVPWM；IGBT；TMS320F28335
中圖分類號：TM343文獻標識碼：A文章編號：1671—1580（2013）07—0153—02
假定異步電機選用磁鏈跟隨控制，將電機方程轉換到一個d，q坐標系，在轉子磁鏈恒定的條件下，這個坐標系中對應的控制變量與轉軸之間存在的關系為線性。如果將交流電機方程轉換到磁場坐標系，就等于建立直流電機模型，產生磁通的電流分量和產生轉矩的電流分量互不影響，對異步電機模型的磁鏈和轉矩進行了解耦。
一、在異步電機調速中雙閉環控制的應用
因為在系統中比較容易獲取轉速與電流，于是反饋信號選擇轉速和電流，這樣既能提高調速精度，又能使硬件設計得到簡化。下面圖1是系統整體調速控制電路。
二、系統的硬件電路設計
下面圖2為系統整體設計，交流電網先由不可控整流電路轉換成直流電，直流電再經過DC/DC模塊調壓送到由SVPWM算法控制的逆變模塊給異步電機供電。
下面主要介紹IGBT 的保護電路設計：
1.集電極、發射極間過電壓保護
抑制集電極、發射極間過電壓的有效措施為安裝緩沖電路。電路圖如圖3所示（虛線部分為緩沖電路）：
2.柵極過電壓保護
上圖4為柵極過壓保護電路（在IGBT的基極和射極之間加一對 20V 的穩壓二極管）。
3.過電流保護
在輸出短路或者逆變電源的負載過大的情況下，會使IGBT由于過流而損壞。在30kVA逆變電源中，通常選用集中過電流保護和分散過電流保護相結合的過流保護策略，電路圖如下所示：
三、SVPWM調制基本原理
空間矢量是一種新型調制技術，它主要針對三相交流電路，與正弦波調制法相比較，可以更加有效地利用電源電壓，減少電流諧波失真。變頻調速需要對頻率與電流進行協調控制，而由于異步電動機只通過定子供電，所以調速時需要保持恒定的磁通?？偠灾覀兛梢詫惒诫姍C看成一個角頻率和電壓的輸入系統與轉子角速度和磁鏈的輸出系統。調速首先應該對異步電機數學模型進行降階和解耦，采用矢量變換控制思想，具體方案如圖7所示。
四、調速系統的軟件設計
本系統選用VVVF的變頻方法，具體的系統控制結構圖如圖8所示：
五、SVPWM 的Matlab實現
本文采用Matlab對系統進行仿真，在power-siumlink中建立坐標變換模塊，變流電路模塊和離散SVPWM脈沖發生器模塊，建立PI帶限幅的ASR和ACR模塊、濾波環節、異步電機模塊等，搭建仿真電路。圖9是DC/DC模塊的IGBT觸發寬度為0.5時輸出的電壓波形與圖10電機穩定運行時電壓和電流的仿真曲線。通過仿真圖可以獲得結論，雙閉環控制系統的輸出電流紋波還是比較少，并且輸出轉矩比較穩定。
六、總結
本文對電網供電質量有較大波動的影響與不同額定負載的要求，改進了電機的供電系統，進而提高了系統的整體電壓適應能力。本文進行了硬件與軟件設計，最后應用Matlab對雙閉環SVPWM控制的異步電機調速系統進行了仿真，仿真結果表明設計的合理性和可行性。
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篇10
1 引言
目前大功率逆變電源的直流部分一般利用三相橋式整流方式來實現，可以采用全控或者不控方式。全控橋式整流主要通過改變晶閘管觸發相位的方法來調節直流母線電壓的高低，此時需要檢測三相交流電壓的相位以實現同步觸發，這通常必須使用專用的移相控制芯片實現。筆者在研制一臺三相工頻輸入、輸出為115V的30kVA艦用400Hz中頻電源的可控整流部分時，采用TCA785芯片成功地實現了三相整流橋的移相控制。
2 TCA785移相控制芯片簡介
TCA785是德國西門子（Siemens）公司開發的第三代晶閘管單片移相觸發集成電路，與其它芯片相比，TCA785具有溫度適用范圍寬，對過零點的識別更加可靠，輸出脈沖的整齊度更好，移相范圍更寬等優點。另外，由于它輸出脈沖的寬度可手動自由調節，所以適用范圍更為廣泛。
TCA785的基本引腳波形如圖1所示。其中5腳為外接同步信號端，用于檢測交流電壓過零點。10腳為片內產生的同步鋸齒波，其斜坡最大及最小值由9、10兩腳的外接電阻與電容決定。通過與11腳的控制電壓相比較，在15和14腳可輸出同步的脈沖信號，因此，改變11腳的控制電壓，就可以實現移相控制，脈沖的寬度則由12腳外接電容值決定[1]，當選擇雙窄脈沖的驅動方式時，12腳應接150pF電容。實際上，有幾十個微秒的脈沖寬度即可使晶閘管正常導通。
3 使用TCA785實現相控整流
實現三相橋式相控整流的一般方法是利用三相同步變壓器從電源進線端引入三路同步信號，這樣，將同步信號整形后分別輸到三片TCA785（編號為A、B、C）的5腳，就能控制6只晶閘管，然后通過引腳復用即可實現雙窄脈沖方式驅動。雙窄脈沖方式由于驅動脈寬窄，因而可以有效地減小驅動用脈沖變壓器的體積，防止磁芯飽和[2]。該方法的主電路及同步變壓器如圖2所示，三片TCA785芯片的引腳與所控制的晶閘管的對應關系如表1所列。晶閘管通過一個／Y型同步變壓器為TCA785提供同步信號，當進線相序（如圖2所示）為正序A、B、C時，同步變壓器的三個輸出端所對應的中性點的實際電壓向量為AC、BA、CB，將AC接至TCA785（A），BA接至TCA785（B），CB接至TCA785（C），即可實現正序輸入時晶閘管的同步驅動。現以T5～T1換流為例進行分析：T5至T1管自然換流點滯后于A相由負到正過零點30°，即TCA785（A）的15腳輸出至少應該滯后于該過零點30°，而電壓AC由負到正過零點正好滯后于A相30°，因而用AC作為TCA785（A）的同步信號就可以實現最大范圍的移相控制[3]。
表1 三片TAC785引腳及其對應的晶閘管
TCA785引腳晶閘管晶閘管785（A）15腳T1T6785（C）14腳T2T1785（B）15腳T3T2785（A）14腳T4T3785（C）15腳T5T4785（B）14腳T6T5其它晶閘管的分析與此類似，即用相應的線電壓代替相電壓作為同步信號。圖3所示是一個周期的驅動時序。從A相的自然換流點開始，上、下橋臂晶閘管驅動順序分別為：1133551和6224466。
4 TCA785使用中出現的問題
4．1 電源進線電壓的相序問題及解決方法
實驗發現，如果直接利用同步變壓器的輸出作為同步信號，只能在一種輸入相序（正序或者逆序）下工作，一旦輸入相序接法改變，整流就不能正常進行。當輸入相序為正序時，根據前述接線方法，可以使相控整流正常工作，但是當輸入相序變為逆序A、C、B時，TCA785（A）的同步信號變為AB，TCA785（B）的同步信號將變為CA，TCA785（C）的同步信號變為BC，而芯片的輸出與晶閘管的對應關系不變，于是，此時上、下橋臂晶閘管的驅動順序將分別變為：5533115和6442266，而正確的驅動順序應當為：1155331和2664422?？梢?，實際的驅動順序比正確的驅動順序超前120°，此時運行就會出現故障。在實驗中發現，當輸入接成逆序時會出現一相進線沒有電流的情況，且裝置啟動時直流平波電抗器有振動，這在電源輸出功率過大時會損壞晶閘管。
實際上，由于三相全控橋式整流各管可以互換，因此通過改進同步信號獲取電路即可做到整流與輸入相序無關，從而防止了相序接錯損壞晶閘管的問題，同時還可提高調試效率。通過分析發現，當輸入為逆序時，接到TCA785（A）上的同步信號應該是BC，而接到TCA785（B）上的同步信號應該是AB，TCA785（C）上的同步信號應該是CA，這正好比實際超前了120°，因此，如果將同步變壓器副方與TCA785連接改為圖4所示電路，并通過6個常開節點的直流繼電器將同步變壓器與3個TCA785的同步輸入端相連接，3個標為J1的繼電器為一組，3個標為J2的繼電器為一組，每組繼電器同時打開或者同時閉合。那么，實現任何輸入相序下整流控制電路觸發脈沖的正確順序就只需要使J1與J2組中相位滯后120°的那一組導通來提供同步信號即可。
利用單穩態觸發器74121和D觸發器可以構成相位鑒別與驅動電路[4]，其電路連接方法如圖5所示，圖中，接到TCA785（A）上的兩個繼電器J1和J2的輸入端在經過削波、整形后可得到同步信號V1 和V2，這可以通過運算放大器實現。該檢測電路各電壓波形如圖6所示。可以看出，如果用D觸發器的Q端驅動J1組繼電器，而用Q非端驅動J2組繼電器，就可以使TCA785得到正確的同步信號。應當注意的是：設計時要適當選擇74121芯片的Rext和Cext外接電阻電容的參數，以使74121Q1非引腳低電平狀態持續時間小于D觸發器的D輸入引腳的持續時間，同時應小于同步信號周期的1／6。
由此可見，通過使用繼電器選擇正確的同步信號，可以實現整流相序的無關性。
4．2 TCA785的過零點振動問題及解決方法
三相全控橋式整流進線電流是一種不連續的兔耳狀尖峰電流。當電源阻性負載較重（阻性電流大于150A）時，由于需要大量的有功功率，因此該尖峰電流峰值較大（如本裝置尖峰電流峰值達到120A）。尖峰電流在電源進線電阻上會產生一定的壓降。該電流產生的壓降與輸入正弦波疊加后送到同步變壓器輸入端，可作為同步信號提供給TCA785芯片。實驗發現，該疊加電壓在過零點附近存在抖動現象。由于TCA785對過零點檢測極為靈敏，從而導致芯片第10腳鋸齒波斜邊也發生抖動，這樣，由輸出反饋到11腳的控制電壓即使沒有改變，TCA785輸出的驅動脈沖也會存在移相，引起的結果是進線電流峰值變化很大，進而在直流平波電抗器上引起強烈的振動，甚至對電網造成沖擊。解決的辦法是在進線處加上3個電感濾波，以平滑進線電流，濾除諧波。本裝置取75μH左右的電感，而同步信號依然從電網側獲取。實驗證明：該裝置會使電流振動現象消失。
4．3 同步信號的整形
從同步變壓器過來的信號都是正弦信號，由于TCA785是利用檢測過零點的原理來實現同步的，因此，如果正弦波的幅值過小，那么，就不能提供清晰的過零點，同時，電磁干擾也可能導致過零點檢測錯誤，但是，正弦波的幅值過大又會超過芯片的同步電壓輸入范圍，所以應當將同步信號整形成方波，具體的整形電路如圖7所示。
圖7電路主要是通過68kΩ電阻實現限流分壓的，并利用D1、D2反并限幅（管壓降為1V左右）將以正弦波變為方波。本電源中，同步變壓器的變比為5．1／1，副邊電壓為75V，副邊電壓之所以選得較高，是因為正弦波幅值越高，過零點處的斜率越大，二極管導通越迅速，輸出越接近理想方波。但濾波電容C1不可過大，否則會引起同步信號相位的偏移。