開關電源芯片范文
時間：2023-03-28 08:03:21
導語：如何才能寫好一篇開關電源芯片，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。
篇1
摘要：本文設計了一種應用于AC/DC開關電源芯片的片內電源電路。該電路輸入電壓范圍110V～220V，輸出電壓穩定在約5.8V。本電路僅在開關電源芯片中功率開關關斷的半周期，通過高壓JFET抽取外部電源電能給儲能電容充電，來維持輸出電壓的穩定，具有輸入電壓范圍廣，電路結構簡單的特點。通過HSPICE仿真實驗，取得預期的效果。
關鍵詞：片內電源；AC/DC開關電源；低功耗
片內電源電路是集成在半導體芯片內部的電源模塊。其作用主要是從外部電源(例如220V市電)中獲取電能，并把能量轉化芯片內部其它模塊可接受的穩定直流電平，給內部其它模塊供電。目前，片內電源在紋波幅度、調整范圍、功耗等技術指標上還不能達到外部電源的水平，但是，片內電源具有設計指標靈活、成本低廉、可集成等外部電源不可比擬的優勢。因此，片內電源將會成為未來電源的另一個發展方向。
1電路結構及功能分析
如上圖1所示，是本文設計的應用于AC/DC開關電源芯片的片內電源電路整體結構。Vin為片內電源電路的輸入端口，220V的交流電源經過半橋整流濾波后通過此端口輸入。BP為片內電源電路的輸出端口，輸出一恒定電壓Vout為AC/DC開關電源芯片的其它子模塊供電。Gate為AC/DC開關電源芯片中功率MOSFET柵驅動信號，為高時功率MOSFET導通，為低關斷。輸入檢測信號為本片內電源電路的欠壓保護信號，當Vin低于110V時片內電源停止工作對開關電源芯片進行保護。
在AC/DC開關電源芯片工作過程中，每個時鐘周期對片內電源模塊輸出電壓Vout進行檢測，如果輸出電壓低于設計要求，并且開關電源芯片其它保護模塊輸出正常的情況下，在Gate為低的半周期對輸出端電容C0充電，直到輸出電壓滿足設計要求，停止充電，從而使輸出電壓保持恒定。本功能由上圖1所示的充電控制部分和模擬充電部分來實現。充電控制部分包括：輸出電壓檢測模塊，數字邏輯控制模塊。模擬充電模塊包括高壓JFET，MN1，MN2，電阻R0，儲能電容C0。
充電控制模塊是本電路設計的重點難點，其具體設計過程如下：
1.1輸出電壓檢測模塊的設計
輸出電壓檢測模塊電路如下圖2所示，BP端輸出電壓Vout經過電阻網絡分壓后產生3路輸出D1，D2，D3，這三路輸出分別輸入到COM2，COM1，COM3三路比較器中，與基準電壓進行比較。COM1輸出欠壓信號A5，欠壓為高，不欠壓為低。COM2輸出過壓信號A6，過壓為高，不過壓為低。COM3的輸出控制泄流支路，當Vout (BP電壓)高于7V時，給電容C0提供一條泄流通路，使BP電壓低于7V，對電路進行保護。
1.2數字邏輯控制模塊的設計
數字邏輯控制模塊電路如下圖3所示，A5，A6為輸出電壓檢測模塊對BP端口電壓檢測后輸出的欠壓信號，過壓信號；A7為A5，A6經過寄存器后產生的中間信號，X1為輸入電壓的檢測信號，正常為低，當輸入電壓過低(X1為高)時，片內電源停止工作對開關電源芯片進行保護。
Gate為AC/DC開關電源芯片中功率管的柵控制信號，本片內供電模塊僅在功率管關斷的時間進行充電。Regulator為過壓欠壓邏輯單元模塊的輸出信號，它來控制模擬充電部分對儲能電容充電。片內電源在從上電到系統穩定需要經過以下三種工作狀態：
① 狀態1：儲能電容電壓Vout低于4.8V。
過壓欠壓電路的輸出A5=1，A6=0。
經過RS觸發器，得出A7=1，上支路的輸出為1。
于是Regulator信號輸出由上支路決定，始終為0。儲能電容從0充電會一直充至4.8V而不受各內部信號的影響。
② 狀態2：儲能電容電壓Vout充至略大于4.8V。
過壓欠壓電路的輸出A5，A6由狀態1的10轉換成00。此時RS觸發器為保持狀態，于是A7保持為1，上支路的輸出由1變為0。此時Regulator由下支路決定，若X1=1(輸入電壓Vin過低)，Regulator=1(不充電)；若X1=0(輸入電壓Vin正常)，則Regulator由Gate信號決定。所以儲能電容達到4.8V后，若X1信號為1，儲能電容將不再充電。若X1信號為0，儲能電容在功率管關斷周期充電，可充至5.8V。
③ 狀態3：儲能電容電壓由Vout由繼續升高，大于5.8V時。
當狀態2最后一種情況Regulator由Gate決定，Vout充電至大于5.8V時。過壓欠壓電路的輸出A5，A6由狀態2的00轉換成01。經過RS觸發器A7信號要改變為0，下支路A7與X1的與非使得X1對Regulator無影響。A6經過反向器后的0信號使得Gate對Regulator也沒有了影響。此時Regulator輸出完全由A5，A6，A7來決定，輸出為1(不充電)，直到儲能電容的電壓回落至5.8V以下。
2仿真結果
仿真條件：本文采用CSMC 700V BCD工藝庫和HSPICE進行仿真，Vin電壓從0V上升到300V，然后維持穩定。
仿真結果如右圖4所示：當Vin從0V上升到300V的過程中，A5，A6狀態從10轉換到00再轉換到01，當芯片穩定工作時其在00，01之間轉換從而維持輸出穩定在5.8V，達到設計要求。
3結束語
本文設計了一種新型的片內電源電路，具有功耗低，輸入電壓范圍廣，電路結構簡單等特點。適用于各種開關電源芯片進行片內供電。通過電路仿真，本電路設計滿足設計要求。
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篇2
安森美半導體公司(ON Semiconductor)研制的電源管理芯片NCP101X系列分為NCP1010、NCP1011、NCP1012、NCP1013和NCP1014等型號,常被用于小功率AC-DC轉換電路。近年來,一些品牌的數字衛星接收機采用了以P1014AP10為核心元件的開關電源電路,如:Glomax系列和諾普斯系列的一些機型等。P1014AP10電源管理芯片引腳功能為:①腳為電源端,②、③、⑦、⑧腳為接地端,④腳為反饋輸入端,⑤腳接內部場效應開關管的漏極。現以Glomax 5066型數字衛星接收機開關電源為例,分析其工作原理。 (如圖為Glomax 5066型數字衛星接收機開關電源原理圖)。
由于P1014AP10工作頻率最高可達130KHz,因而簡化了變壓器設計工藝,不必采用體積大、成本高的開關變壓器,P1014AP10的工作頻率經抖動處理后有效地降低了電磁干擾,完全可以省略開關電源交流輸入電路中的抗干擾電路,這也是由P1014AP10構成的開關電源電路與其他類型開關電源電路的不同之處。接通交流電源,220V交流市電經過DY1-DY4組成的橋式整流和CY1濾波電路得到約300V直流電壓。該電壓經開關變壓器初級繞組加至UY1(P1014AP10)⑤腳,P1014AP10內部的啟動電路、振蕩電路得電后開始工作,振蕩電路產生的振蕩信號通過驅動電路使P1014AP10芯片內部開關管工作在開關狀態,變壓器初級繞組上產生感應電壓,由于繞組間的電磁耦合,反饋繞組產生的感應電壓經DY5整流、RY1、CY2組成的RC濾波電路得到的直流電壓加到P1014AP10①腳,P1014AP10得到工作電源,取代內部的啟動電路,維持開關電源的正常工作。CY8、RY3、DY6構成尖峰吸收保護電路,對開關變壓器因漏感產生的尖峰電壓進行鉗位吸收,以保護P1014AP10內部開關管不被擊穿。
開關電源的穩壓調節電路由光電耦合器UY2(PC817B)、電壓比較放大器UY3(YW431)及電路元件組成,次級3.3V組電源電壓作為調節的取樣電壓。當由于某種原因引起輸出電壓升高時,RY7、RY6分壓處的電壓值隨之升高,取樣電路把這一升高的變化量送到電壓比較放大器YW431的控制端R,控制端R的電壓也會隨著升高,使YW431的K端電壓下降,變化的電壓通過PC817B反饋到P1014AP10芯片的④腳,經過P1014AP10內部調整,使輸出電壓降低,達到穩定輸出電壓的目的。當輸出電壓降低時,穩壓控制與上述過程相反。
Glomax 5066型數字衛星接收機開關電源提供3.3V、20V兩組電源,其中3.3V組電源為主芯片、存儲芯片等提供工作電壓,20V組電源為極化切換電路和聲音功放電路等提供電壓。■
篇3
開關電源在整個控制電源系統中屬于一個控制核心，目前，其在生產生活中的應用已經越來越廣泛，實現了普及。近年來，能源慢慢走向枯竭，大家開始提出綠色節能的理念，希望在該理念指導下進行能源利用，這也給電源行業帶來了新的變革。
一、開關電源技術的高頻化發展
20世紀70年代以后，系統電力電子理論開始確立，給開關電源技術發展打下了較好的理論基礎。開關電源開始應用階段，其開關頻率相對較低，可靠性有待提高，且表現出功率密度低等不足。面對這種情況，開關穩壓電源設計也不斷進行改善，不斷縮小其具體體積以及實際重量，盡可能地減少其功耗，促進其功率的大幅提高，獲得更好的工作可靠性，為其實際使用以及維護提供了更大的集成化可能。現階段，現代開關電源技術在發展上呈現出高頻化趨勢。
電子裝置要想實現小型化發展，逐步走向輕量化道路，首先必須要實現電源小型化，因為電源在整個電子裝置中占據著重要地位，開關電源要想實現小型化，第一步就是要促使開關電源走向高頻化。開關電源只有不斷提高其工作頻率，才能夠有效減少高頻變壓器實際體積，并且為濾波電容實際體積的縮小提供可能，盡可能增加其功率密度，保證其動態響應進一步優化。然而，高頻化過程中也存在一些不可避免的問題，開關具體頻率提升之后，其功率開關元件在實際損耗上會出現增加，無源元件也會出現更嚴重的損耗，導致高頻電磁出現干擾現象。
二、開關電源技術的軟開關技術
現代電力電子技術發展應用過程中，軟開關變換器屬于一大熱點。因為傳統開關電源選擇的是硬開關技術，其在導通以及關斷時會出現較明顯的電壓，引發較大幅度的電流變化，導致大量電磁干擾的出現，造成開關管壽命出現減小。開關損耗情況會因為工作頻率的變化而發生變化，如果工作頻率出現增加，其損耗也會隨之變多，而開關電源內部的各種元件也會隨之出現較嚴重的損耗。硬開關技術無法滿足越來越高的開關技術發展需要，不利于促進開關電源的小型化發展，也不利于促使開關電源更好地實現高頻化。因此，我們必須要不斷完善頻率調控策略，通過這種方式優化功率管實際開關條件，這就要求發展軟開關技術。軟開關技術的在開關通訊電源電路設計中的應用能夠促進開關穩壓電源整體性能的提升，提高其具體工作頻率，加快其轉換效率，從而更好地促進輸出電流的增加，同時減少電磁干擾。
三、傳統高頻開關電源結構
傳統高頻開關電源在具體結構上如圖1所示。根據圖1我們可以知道，傳統高頻開關電源除了包括濾波整流電路、高頻變換器以及輸出整流濾波電路外，采樣及控制電路、輔助電源電力以及硬件保護電路均屬于其重要構成部分。現階段，國外相當一部分大功率開關電源均選擇源功率因數校正技術進行應用，針對開關電源進行輸入處理的過程中專門設計相應的有功率因數校正電路板。針對生產生活中的電源產品，高頻開關電源對附近設備會產生一定的電磁干擾。另外，為了促進功率因數的增加，盡量避免開關電源輸入電流發生畸變，以免干擾電網運行，應在電網以及開關電源輸入之間加用功率因數校正技術。功率因數校正電路的應用不但能夠促進開關電源在輸入功率因數方面得到提高，而且能夠實現對本機干擾信號的有效阻止，以免其干擾整個電網運行。
四、數字開關通信電源電路及其實現
傳統開關電源由于工作原理以及控制方式等方面存在缺陷，其功能相對比較單一，針對開關電源具體控制，選擇模擬調節的方式來開展，這種做法會導致開關電源產品無法在新應用領域進一步推廣。數字開關電源在應用過程經數字控制的方式來針對開關電源的輸出調節功能進行控制，并且控制其軟啟動停止等操作。開關電源具體工作實際上就是功率器件針對控制脈沖進行調制的過程，在此過程中，功率管脈沖對于控制信號的調制屬于重中之重。綜合分析脈沖調制信號在實際產生方式上的差異，可以將數字開關電源具體實現方式劃分為兩種模式，第一種是直接控制模式，第二種是間接控制模式。直接控制模式主要是借助微處理器針對軟件方式的驅動脈沖進行輸出，而主控制其按照輸出的AD采樣值，借助相應的軟件措施針對控制脈沖開展調制處理。另外主控制器必須要針對不同的檢測電路進行實時觀察，了解電源的具體工作狀態，同時促進軟件以及硬件的有效結合，實現對電路的有效保護。直接控制在具體實現方式上相對比較靈活，該模式能夠在各種控制策略下進行應用，然而，直接控制模式仍存在一些缺陷和不足，表現在以下幾個方面：
其一，直接控制對于主控芯片具備極高的性能要求，其脈寬調制波相對比較復雜，必須要通過高級定時器發揮相應功能，并通過各種復雜的中斷程序來做支撐，才能夠實現應用。
其二，其定時器中斷相對較頻繁，導致程序在具體執行效率上無法得到提高，造成系統可擴展性處于較低水平。
其三，微控制器針對電平進行輸出的過程中無法實現對功率開關管的直接驅動，而必須要通過控制信號電平完成轉換。
其四，硬件保護在具體實現上相對較復雜，不利于提高系統的運行可靠性。
與直接控制模式相對應的是間接控制模式，該模式針對反饋電路以及控制電路開展模擬電路設計，脈沖調制模塊通過專用集成數字電源芯片開展相關調制工作。脈沖調制模塊可以綜合分析控制系統相關給定信號，研究具體的輸出采樣電路反饋信號，將兩者進行有效比價，同時實現對控制脈沖的自動化調制，通過這種方式促進主電路的自動閉環運行。
近年來，開關電源芯片不斷走向集成化發展道路，專用開關電源控制芯片一般具備軟啟動功能，電路保護功能以及故障檢測功能，能夠進一步提高系統可靠程度。此外，集成化能夠為微處理器創造控制接口，有利于實現對開關電源的有效控制，進一步拓展其具體功能。在集成化模式下，控制電路通常需要針對數字進行給定，負責控制軟啟動停止，并且需要完成數據采集、數據顯示以及開關電源通信等任務。采用間接控制模式時，其反饋回路的具體設計情況直接影響電源產品的實際功能以及整體性能狀況。站在產品維護性視角上看，實際高頻開關電源產品中大部分選擇間接控制模式進行應用，而直接控制模式一般應用在對不同控制策略的探索以及研究過程中。
因為開關電源的高頻率，其余開關電源的控制技術也慢慢走向數字化方向，數字式開關通信電源一般采用間接控制模式，其反饋回路的具體設計情況直接影響電源產品的實際功能以及整體性能狀況。本次研究中采用的數字式開關通信電源在工作頻率上為200kHz，交流輸入電壓為(AC220V、AC110V);直流輸出電壓(DC48V、DC24V、DC15V、DC12V、DC5V)。間接控制模式下的數字式智能型開關通信電源在具體結構上如圖2所示。該結構中，硬件電路除了包括主功率板、控制板以及隔離驅動板之外，還包括反饋信號以及保護信號電路。因為市面上并不一定可以找到合適的大功率磁芯，該結構中主電路高頻變壓器選擇4個小型高頻變壓器進行應用，通過原邊串聯副邊并聯的模式來滿足大電流在輸出方面的具體設計要求。該結構圖中，TV代表著霍爾電壓傳感器，TA則代表著電流傳感器，主要針對主電路輸入電流、高頻變壓器副邊整流電流以及總輸出電壓等開展檢測工作，本電源選擇PT100熱敏電阻針對IGBT的具體溫度進行檢測。
該電源系統中，選擇STM32F 103ZET6 芯片作為主控制其的芯片，借助多通道高速AD轉換器實現對傳感器輸出信號的有效采樣。采樣結果能夠發揮良好的電路保護作用。用戶可以借助觸摸以及計算機實現對輸出的具體設定，針對輸出反饋信號以及用戶給定信號兩者間開展對比，獲取偏差信號，通過選擇增量式數字PI調節器算法開展相關調節工作。針對控制量，經過STM32片的DAC將其輸出到UCC3895的誤差放大器同向輸入端中。UCC3895專用電源芯片綜合分析誤差放大器實際輸入信號，實現對脈沖寬度的自動化調整，通過這種方式針對輸出電壓電流進行自動化閉環調節處理。輸出總電流檢測信號連接UCC3895電流傳感端CS，為電源主電路開關管提供良好的過流保護。如果發現緊急情況，電源主控制器可以針對UCC3895的SS/DISS管腳進行靈活控制，促使其實現軟停止，從而為開關電源提供有效保護。
總而言之，傳統開關電源在成本上相對較低，技術相對較成熟，開放周期相對較短，但是其在狀態顯示方面相對較弱，不具備通信功能或者通信功能較差，輸出范圍有待加大。本次研究中設計的數字式智能型高頻開關通信電源能夠克服傳統的上述劣勢，充分顯示了軟開關技術以及高頻開關技術在開關發展過程中的積極作用，實踐證明，該開關通信電路在可行性上相對較高，能夠促進開關電源高效、安全地工作，值得推廣應用。
篇4
關鍵詞：直流穩壓電源 線性電源 開關電源 基本類型
一、線性直流穩壓電源
（一）晶體管串聯式直流穩壓電源。其在線性放大狀態工作，具備反應快，電壓穩定度高，負載穩定度高，輸出紋波電壓小，噪聲較小等特點。針對電路技術而言，其控制電路使用元件較少。針對調整管的開關特性，濾波器的高頻性能等要求較少，因此可靠性較高。其最大缺點是工作效率較低。只能通過降低調整管上的壓降，減少調整管上的損耗來提高效率。具體解決策略為：一是PNP和NPN晶體管互補：串聯式穩壓電源輸出電源電流較大時，通常調整管都要接成共集電極的達林頓組合管。因為在晶體管電參數相同情況下在保持電流放大倍數相等的情況下，互補連接的組合調整管的集射極壓降減少了，因而電源的效率得到提高；二是偏置法：一般共集電極組合管集射間的壓降一定程度上取決偏置電流。采用偏置連接法當輸出電流一定時可以有效的提高電源效率；三是開關穩壓器作前置予調節：在輸入-輸出電壓差比較大，輸出電流也比較大的場合，采用開關穩壓器作串聯式穩壓器的前置予調節也是提高電源效率的有效辦法。開關予調節還可以設置在電源變壓器的原邊。
（二）集成線性穩壓器。集成穩壓器在早期市場上應用較多，產量較大，主要分為半導體單片式集成穩壓器、混合式集成穩壓器兩類。兩類集成穩壓器的電路形式、封裝、電壓、電流規格各不相同。集成穩壓器分為定電壓、可調、跟蹤、浮動集成穩壓器多種。然而無論何種形式，其大都由基準電壓源、比較放大器、調整元件即功率晶體三極管和某種形式的限流電路組成。部分集成穩壓器內部還有邏輯關閉電路和熱截止電路。集成穩壓器與由分立元件組成的穩壓器比較，集成穩壓器的優點非常明顯，成本低，體積小，使用方便，性能好，可靠性高。
（三）恒流源網絡穩壓電源。恒流網絡穩壓是串聯穩壓電源的基本特點之一，其能夠有效提高電源穩定性，在集成穩壓器中應用較為廣泛。分立元件組成的串聯穩壓器大都應用了恒流技術。應用晶體管場效應管與恒流二極管等元件能夠實現恒流。恒流二極管在分立元件的串聯穩壓器中應用較為便利。
二、開關直流穩壓電源
開關直流穩壓電源主要指功率調整元件以“開、關”方式工作的直流穩壓電源。早期的磁放大器開關直流穩壓電源是利用鐵芯的“飽和”、“非飽和”兩種狀態進行“開、關”控制，是一種低頻磁放大器。此期間出現的可控硅相控整流穩壓電源也屬于開關直流穩壓電源。之后，高頻開關功率變換技術得以迅猛發展，出現了變換器方式的高頻開關直流穩壓電源。
（一）去除工頻變壓器。去除工頻電源變壓器而采用直接從電網整流輸入方式，是開關電源減少體積和重量的重要舉措之一。去除工頻變壓器已成為當代先進開關電源的基本特點。無工頻變壓器的開關電源與各種有工頻變壓器的直流穩壓電源相比，其具有體積小、重量輕、效率高等優點。開關電源的電路形式已實現多種多樣。從調制技術來看，其包括脈寬調制型、頻率調制型、混合調制型幾類，其中脈寬調制占絕大多數。目前出現了完全無變壓器的開關電源，即連高頻變換器都不需要。這種電源的最大特點是體積還可比現在的無工頻變壓器開關電源小的多，而且沒有繞制的變壓器等器件，能夠集成電路工藝制作。
（二）提高開關電源頻率。現代開關電源的最顯著特點是開關頻率不斷提高，無論是晶體管開關電源、可控硅開關電源、場效應管開關電源，均在實現向高頻化方向發展。隨著功率IGBT和MOSFET的出現，開關電源的工作頻率已從早期典型的20KHz逐步提高到兆赫范圍甚至G赫范圍。
（三）控制電路實現集成。早期開關電源的控制電路由分立元件構成，電路設計和調試維修都較為復雜，不利于開關電源的推廣應用。為了適應開關電源的迅速發展，集成化的開關電源控制電路被研制成功，而且功能日益完善。開關電源控制電路集成化，極大地簡化了開關電源的設計，提高了開關電源的電性能和可靠性，并且具有體積小、成本低等優點。
（四）關鍵元器件高頻化。為適應開關電源快速發展需要，開關電源應用的主要元器件也在快速發展，高頻化是其基本目標。開關電源中的開關元件-功率晶體管、可控硅、場效應管等均在提高工作頻率上發揮著重要作用。特別是功率管IGBT復合管，MOSFET場效應管的出現，最為引人注目，其不僅把開關頻率提高到1MHz-lGHz，并且具有開關特性好、驅動功率小、不存在二次擊穿、避免熱奔等特殊優點。此外，大電流肖特基勢壘的出現極大地改善了低電壓電流開關電源的整流效率，其具有開關速度快、反向恢復時間短，正向壓降地等優點。在濾波過程中，電容器等器件也要在材料、結構工藝諸方面進行研制，以適應開關電源高頻化需求。
（五）實現全數字化控制。開關電源的控制已從模擬控制，模數混合控制，發展為全數字控制階段。全數字控制是未來的發展趨勢所在，并且已在許多功率變換設備中得到廣泛應用。然而，過去數字控制在DC/DC變換器中應用較少。近年來，開關電源的高性能全數字控制芯片已經逐步開發應用，歐美已有多家公司開發并制造出開關變換器的數字控制芯片及軟件。全數字控制數字信號與混合模數信號相比能夠標定更小量，芯片價格較低；針對電流檢測誤差能夠實現精確數字校正，電壓檢測更為精準；能夠實現快速靈活的控制設計等。
篇5
關鍵詞： 開關電源； 單端反激； 高頻變壓器； 雙反饋
中圖分類號： TN702?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）14?0162?04
Design of multi?channel switching power supply with single?ended flyback
HU Zhi?qiang 1， WANG Gai?yun1， WANG Yuan 2
（1. Guilin University of Electronic Technology， Guilin 541004， China；2. Shandong Huayu Vocational College， Dezhou 253034， China）
Abstract： A TOP223Y?based switching power supply with multi?channel output single?end flyback AC/DC module was designed. Peripheral circuits are analyzed by TOP Switch series single?chip switching power supply chip and the feedback system composed of TL431 and PC817A. The AC/DC switching power supply whose voltage stabilization adjusting weight is 0.6 and 0.4 with the outputs of +5V/3A and +12V/1A was designed. The experimental results show that the switching power supply has high efficiency， small ripple， high output accuracy and high stability.
Keywords： switching power supply； single?ended flyback； high?frequency transformer； double feedback
單片開關電源自問世以來，以其效率高，體積小，集成度高，功能穩定等特點迅速在中小功率精密穩壓電源領域占據重要地位。美國PI公司的TOPSwitch系列器件即是一種新型三端離線式單片高頻開關電源芯片，開關頻率fs高達100 kHz，此芯片將PWM控制器、高耐壓功率MOSFET、保護電路等高度集成，連接少許器件即可使用[1?2]。本文介紹了一種基于TOP223Y輸出為+5 V/3 A，+12 V/1 A的單端反激式開關電源的設計原理和方法。
1 設計原理
開關電源是涉及眾多學科的一門應用領域，通過控制功率開關器件的開通與關閉調節脈寬調制占空比達到穩定輸出的目的，能夠實現AC/DC或者DC/DC轉換。
TOP223Y共三個端：控制極C、源極S、漏極D。因只有漏極D用作脈寬調制功率控制輸出，故稱單端；高頻變壓器在功率開關導通時只是將能量存儲在初級繞組中，起到電感的作用，在功率開關關閉時才將能量傳遞給次級繞組，起變壓作用，故稱反激式[1]。
圖1 開關電源控制原理框圖
電路功能部分主要由輸入/輸出整流濾波、功率變換、反饋電路組成。工作原理簡述為：220 V市電交流經過整流濾波得到直流電壓，再經TOP223Y脈寬調制和高頻變壓器DC?AC變換得到高頻矩形波電壓，最后經輸出整流濾波得到品質優良的直流電壓，同時反饋回路通過對輸出電壓的采樣、比較和放大處理，將得到的電流信號輸入到TOP223Y的控制端C，控制占空比調節輸出，使輸出電壓穩定。
2 設計要求
設計作為某智能儀器的供電電源，具體的參數要求如下：交流輸入電壓最小值：VACMIN=85 V；交流輸入電壓最大值：VACMAX=265 V；輸出：U1：+5 V/3 A；U2：+12 V/1 A；輸出功率：Po=27 W；偏置電壓：VB=12 V；電網頻率fL=50 Hz；開關頻率fs=100 kHz；紋波電壓：小于100 mV；電源效率：η大于80%；損耗分配因數Z為0.5；功率因數為0.5。
3 設計實例
本設計是基于TOP223Y的多路單端反激式開關電源，性能優越，便于集成。電路原理如圖2所示，可分為輸入保護電路、輸入整流濾波電路、鉗位保護電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路、反饋回路、控制電路7個部分。
圖2 開關電源電路原理圖
3.1 輸入保護電路
由保險絲F1、熱敏電阻RT和壓敏電阻RV組成，對輸入端進行過電壓、過電流保護。
保險絲F1用于當線路出現故障產生過電流時切斷電路，保護電路元器件不被損壞，其額定電流IF1按照IF1>2IACRMS選擇3 A/250 VAC保險絲，其中IACRMS為原邊有效電流值。熱敏電阻RT用以吸收開機浪涌電流，避免瞬間電流過大，對整流二極管和保險絲帶來沖擊，造成損壞，加入熱敏電阻可以有效提高電源設計的安全系數，其阻值按照RRT1>0.014VACMAX/IACRMS選擇10D?11（10 Ω/2.4 A）。壓敏電阻RV能在斷開交流輸入時提供放電通路，以防止大電流沖擊，同時對沖擊電壓也有較好鉗位作用。RV選取MY31?270/3，標稱值為220 V。
3.2 輸入整流濾波電路
由EMI濾波電路、整流電路、穩壓電路組成。
EMI濾波電路針對來自電網噪聲干擾。采用由L1，CX1，CX2，CY1，CY2構成典型的Π型濾波器。
CX1和CX2用來濾除來自電網的差模干擾，稱為X電容，通常取值100～220 nF，這里取100 μF；CY1和CY2用來濾除來自電網的共模干擾，稱為Y電容，通常取值為1～4.7 nF，這里取2.2 nF；同樣用來消除共模干擾的共模電感L1的取值8～33 mH，這里取8 mH，采取雙線并繞。
輸入整流電路選擇不可控全波整流橋。整流橋的反向耐壓值應大于1.25倍的最大直流輸入電壓，整流橋的額定電流應大于兩倍的交流輸入的有效值，計算后選擇反向擊穿電壓為560 V，額定電流為3 A的KBP306整流橋。
在當前的供電條件下，輸入儲能電容器CIN的值根據輸出功率按照2～3 μF/W來取值，考慮余量，取CIN=100 μF/400 V的電解電容。假設整流橋中二極管導通時間為tc=3 ms，可由：
（1）
（2）
得到輸入直流電壓的最小值和最大值。
3.3 鉗位保護電路
當功率開關關斷時，由于漏感的影響，高頻變壓器的初級繞組上會產生反射電壓和尖峰電壓，這些電壓會直接施加在TOPSwitch芯片的漏極上，不加保護極容易使功率開關MOSFET燒壞。加入由R1、C2和VD1組成經典的RCD鉗位保護電路，則可以有效地吸收尖峰沖擊將漏極電壓鉗位在200 V左右，保護芯片不受損壞。推薦鉗位電阻R1取27 kΩ/2 W，VD1鉗位阻斷二極管快恢復二極管耐壓800 V的FR106，鉗位電容選取22 nF/600 V的CBB電容。
3.4 高頻變壓器
3.4.1 磁芯的選擇
磁芯是制造高頻變壓器的重要組成，設計時合理、正確地選擇磁芯材料、參數、結構，對變壓器的使用性能和可靠性，將產生至關重要的影響。高頻變壓器磁芯只工作在磁滯回線的第一象限。在開關管導通時只儲存能量，而在截止時向負載傳遞能量。因為開關頻率為100 kHz，屬于比較高的類型，所以選擇材料時選擇在此頻率下效率較高的鐵氧體，由：
（3）
估算磁芯有效截面積為0.71 cm2，根據計算出的考慮到閾量，查閱磁芯手冊，選取EE2825，其磁芯長度A=28 mm，有效截面積SJ=0.869 cm2，有效磁路長度L=5.77 cm，磁芯的等效電感AL=3.3 μH/匝2，骨架寬度Bw=9.60 mm。
3.4.2 初級線圈的參數[3]
（1）最大占空比。根據式（1），代入數據：寬范圍輸入時，次級反射到初級的反射電壓VoR取135 V，查閱TOP223Y數據手冊知MOSFET導通時的漏極至源極的電壓VDS=10 V，則：
（4）
（2）設置。KRP=，其中IR為初級紋波電流；IP為初級峰值電流；KRP用以表征開關電源的工作模式（連續、非連續）。連續模式時KRP小于1，非連續模式KRP大于1。對于KRP的選取，一般由最小值選起，即當電網入電壓為100 VAC/115 VAC或者通用輸入時，KRP=0.4；當電網輸入電壓為230 VAC時，取KRP=0.6。當選取的KRP較小時，可以選用小功率的功率開關，但高頻變壓器體積相對要大，反之，當選取的KRP較大時，高頻變壓器體積相對較小，但需要較大功率的功率開關。對于KRP的選取需要根據實際不斷調整取最佳。
（3）初級線圈的電流
初級平均輸入電流值（單位：A）：
（5）
初級峰值電流值（單位：A）：
（6）
初級脈動（紋波）電流值（單位：A）：
初級有效電流值（均方根值RMS（單位：A））：
（7）
查閱手冊，由：
（8）
可知，選取合適。TOPSwitch器件的選擇遵循的原則是選擇功率容量足夠的最小的型號。
（4）變壓器初級電感
（9）
（5）氣隙長度
（10）
Lg>0.051 mm，參數合適，μy為常數4π×10?7 H/m。
3.4.3 初級次級繞組匝數[4]
當電網電壓為230 V和通用輸入220 V時：每伏特取0.6匝，即KNS=0.6。由于輸出側采用較大功率的肖特基二極管用作輸出整流二極管，因此VD取0.7 V，磁芯的最大工作磁通密度在BM在2 000～3 000 GS范圍內。偏置二極管VDB的壓降取0.7 V，偏置電壓VB取12 V。
初級繞組匝數：
（10）
次級繞組匝數：
（11）
（12）
偏置繞組匝數：
（13）
3.5 輸出整流濾波電路
由整流二極管、濾波電容和平波電感組成。將次級繞組的高頻方波電壓轉變成脈動的直流電壓，再通過輸出濾波電路濾除高頻紋波，使輸出端獲得穩定的直流電壓。肖特基二極管正向導通損耗小、反向恢復時問短，在降低反向恢復損耗以及消除輸出電壓中的紋波方面有明顯的性能優勢，所以選用肖特基二極管作為整流二極管，參數根據最大反向峰值電壓VR選擇，同時二極管的額定電流應該至少為最大輸出電流的3～5倍。次級繞組的反向峰值電壓VSM為：
（14）
（15）
式中：VS為次級繞組的輸出電壓；VACMAX為輸入交流電壓最大值，則：
（16）
（17）
則VR1=22 V，VR2=57.1 V，VD2，VD3，VD4均選擇MBR1060CT，最大反向電壓60 V，最大整流電流10 A。RC串聯諧振可以消除尖峰脈沖，防止二極管擊穿。
第一級濾波電容的選擇由式（18）確定：
（18）
式中：Iout是輸出端的額定電流，單位為A；Dmin是在高輸入電壓和輕載下所估計的最小占空比（估計值為0.3）；V（PK?PK）是最大的輸出電壓紋波峰峰值，單位為mV。計算得出后考慮閾值C6取100 μF/10 V，C8取220 μF/35 V。
第二級經LC濾波使不滿足紋波要求的電壓再次濾波。輸出濾波電容器不僅要考慮輸出紋波電壓是否可以滿足要求，還要考慮抑制負載電流的變化，在這里可以選擇C7取22 μF/10 V，C9取10 μF/35 V。C5取經驗值0.1 μF/25 V。輸出濾波電感根據經驗取2.2～4.7 μH，采用3.3 μH的穿心電感，能主動抑制開關噪聲的產生。為減少共模干擾，在輸出的地與高壓側的地之間接共模抑制電容C15。
3.6 反饋回路設計
開關電源的反饋電路有四種類型：基本反饋電路、改進型基本反饋電路、配穩壓管的光耦反饋電路、配TL431的光耦反饋電路。本設計采用電壓調整率精度高的可調式精密并聯穩壓器TL431加線形光耦PC817A構成反饋回路。
TL431通過電路取樣電阻來檢測輸出電壓的變化量ΔU，然后將采樣電壓送入TL431的輸入控制端，與TL431的2.5 V參考電壓進行比較，輸出電壓UK也發生相應變化，從而使線性光電耦合器中的發光二極管工作電流發生線性變化，光電耦合器輸出電流。
經過光電耦合器和TL431組成的外部誤差放大器，調節TOP223Y控制端C的電流IC，調整占空比D（IC與D成反比），從而使輸出電壓變化，達到穩定輸出電壓的目的。
對于電路中的反饋部分，開關電源反饋電路僅從一路輸出回路引出反饋信號，其余未加反饋電路。這樣，當5 V輸出的負載電流發生變化時，定會影響12 V輸出的穩定性。
解決方法是給12 V輸出也增加反饋電路。另外，電路中C10為TL431的頻率補償電容，可以提高TL431的瞬態頻率響應。R5為光電耦合器的限流電阻，R5的大小決定控制環路的增益。電容器C13為軟啟動電容器，可以消除剛啟動電源時芯片產生的電壓過沖。
下面主要是確定R4～R8的值：
按照應用要求，對5 V電源要求較高，但也要兼顧12 V電源，權衡反饋量，將R7，R8的反饋權值均設置為0.6，0.4，各個輸出的穩定性均得到保障和提高。
只有5 V輸出有反饋時，如R4，R7取值均為10 kΩ，此時電流=250 μA，分權后，R7分得150 μA、R8分得150 μA。根據TL431的特性知，Vo，VREF，R7，R8，R4之間存在以下關系：
（19）
（20）
式中：VREF為TL431參考端電壓，為2.5 V；Vo為TL431輸出電壓。根據電流分配關系得（單位：kΩ）：
（21）
（22）
又由電路可知 ：
（23）
式中：VF 為光耦二極管的正向壓降，由PC817技術手冊知，典型值為1.2 V。先取R5=390 Ω，可得R6=139 Ω，取標稱值150 Ω。
3.7 控制回路
由電容C7和電阻R12串聯組成。C9用來濾除控制端的尖峰電壓并決定自動重啟動時序，并和R12一起設定控制環路的主極點為反饋控制回路進行環路補償。由數據手冊知，C9選擇47 μF/25 V的電解電容，當C9 =47 μF時，自動重啟頻率為1.2 Hz，即每隔0.83 s檢測一次調節失控故障是否已經被排除，若確認已被排除，就自動重啟開關電源恢復正常工作[1]。R12取6.2 Ω。
4 實驗結果及分析
根據以上的設計方法和規范，設計出的一種基于TOP223Y雙路+5 V/3 A，+12 V/1 A輸出的反激式開關電源。在寬范圍85～265 VAC的輸入范圍下對其性能進行了測試，如表1所示。
表1 開關電源輸入性能測試數據（部分）
由以上選取的實驗數據得出，+5 V/3 A（反饋權重0.6，負載500 Ω）輸出的電壓調整率為SV = ±0.18%，輸出的紋波電壓為39 mV，輸出的最大電流為3.2 A；
+12 V/1 A（反饋權重0.4，負載750 Ω）輸出的電壓調整率為SV = ±0. 3%，輸出的紋波電壓為68 mV，輸出的最大電流為1.10 A。
該電源在滿載狀態時，功率可達27.6 W，最大占空比為0.60， 電源效率為83.1%，開關電源具有良好的性能，滿足應用要求。
6 結 語
本開關電源的設計，芯片的高度集成化，電路設計簡單。電源的性能通過參數的調節仍有提升的空間。雙輸出雙反饋異權重的設計使開關電源的更加實用靈活，不同的保護電路的設計，使電源的實用更加安全可靠，該電源在實際應用中表現良好。
參考文獻
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篇6
關鍵詞：COOLMOS；PWM;開關電源；功率器件
1主要特點
InfineonTechnologies公司的ICE2A165／265／365系列芯片是新型COOLMOS器件，該器件是PWM控制器和MOSFET開關管組合為一體的功率器件，它的主要特點如下：
FET耐壓為650V，導通電阻低；
無需散熱器即可輸出較大的功率；
具有過、欠壓保護、過熱保護、過流保護和自恢復功能；
待機狀態及空載時能自動降低工作頻率，從而降低損耗；
最低工作頻率為21．5kHz，可以避免可聞噪聲；
電路結構簡單，所需外部電路元件少，可大大減少開關電源的體積和重量，提高系統的可靠性。
由于ICE2A165／265／365系列芯片具有以上諸多特點，因而可廣泛用于中、低功率的開關穩壓電源中。使用該芯片不僅電路組成簡單，而且可靠性很高，所以在中、低功率電子設備中有著廣泛的應用前景。
2引腳功能
ICE2A165／265／365采用雙列直插式結構，其封裝形式為DIP－8，現將各管腳功能說明如下：
1腳：軟啟動設置端，設計者可通過改變電路參數自行設置所需的軟啟動時間。
2腳：反饋信號輸入端，在啟動瞬間，通過輸出取樣電路可控制光耦的輸出電流，從而改變反饋信號的大小，進而控制PWM控制器的輸出占空比。該器件的最大輸出占空比為0．72。
3腳：MOSFET工作電流檢測端，該器件可對輸出電流的大小進行實時監測，以便在輸出電流過大時切斷PWM信號的輸出，從而實現過流保護。
4、5腳：為MOSFET的漏極。
6腳：空腳。
7腳：內部PWM控制器供電電源端，輸入電壓范圍為＋8．5～＋21V。
8腳：電源地。
345W／15V開關電源的設計
采用COOLMOSICE2A165／265／365組成的開關電源的原理電路如圖1所示。該電路的設計要求是：
輸入電壓：AC85V～AC265V50Hz；
輸出電壓：＋8V～＋15V；
輸出電流：3．0A。
下面根據設計要求，給出圖1所示電路的主要元件的設計方法。
3．1電流檢測電阻的選擇
根據設計要求，如選擇ICE2A365為核心控制器件，可通過將COOLMOS器件設定在輸出功率的上限，然后通過取樣電阻R7設定電流的最大值。由于R7接在MOSFET的源極，因而可檢測MOSFET的工作電流。由于要求R7Idpeak≤1V，因此，在Idpeak為3．0A時，R7可選在0．33Ω以下。
3．2脈沖變壓器的設計要求
脈沖變壓器的初級電感（即勵磁電感）Lm中的電流與電壓的關系近似為：
Im＝U0τ／Lm
式中：U0為初級電感兩端的電壓；τ為開關脈沖寬度。
圖1
由上式可知，脈沖變壓器的初級電感值要適當，一般在400μH到600μH之間比較合適。輸出功率較大時可取低一些；反之則應取高點。在反激式電路中，磁芯應加氣隙，以調整脈沖變壓器的初級電感，同時應注意變壓器的繞組排列，以盡量減少漏感，避免造成對MOSFET過大的應力。
3．3次級電路的設計
次級電路主要是選擇整流管和濾波電容。整流管應根據輸出電流和電壓來選擇，一般在低輸出電壓情況下，可采用肖特基二極管，而輸出電壓較高時，則需要采用快恢復二極管。當開關頻率較高時，應采用超快恢復二極管作整流管，以減小其反向電流對初級的影響。
濾波電容E4的容量應滿足輸出電壓紋波的要求，L6及E5應能有效濾除開關所產生的噪聲。
3．4反饋調整電路的設計
反饋調整電路由光耦和可調三端穩壓器TL431組成。在啟動瞬間，通過輸出取樣電路可以控制光耦的輸出電流，從而改變反饋信號的大小，同時控制PWM控制器的輸出占空比，以確保電源在低電網電壓和滿載啟動時達到規定的調整值。用C10、R14組成滯后補償網絡時，其時間常數τ應為1～3ms，若C1選為0．1μF，那么，R14應選擇在10～30kΩ。
4設計注意事項
用ICE2A165／265／365設計開關電源時，最主要的問題是不易起振。所以在設計過程中必須注意以下問題：
（1）輸出端必須加假負載。因為輸出端在空載時，電路不易起振，而當流經假負載的電流超過15mA時，則比較容易啟動。
（2）內部PWM控制器的供電電壓不能超過16．5V，若超過，則會因易受保護而難以起振。
篇7
關鍵詞：交流抗干擾電路；PFC電路；高壓整流濾波；PWM
1引言2計算機電源發展歷程
在計算機各部件中最令人注意的就是CPU的頻率、內存的大小、硬盤容量，顯卡的性能等等。而對于電腦中的一個重要部件電源．卻往往總會受到忽略。而事實上，電腦的許多奇怪癥狀都是由電源引起的。假如我們把計算機比作一個人的話，CPU作為計算機的核心部件起著運算和控制的作用，它相當于我們人類的大腦；而電源作為計算機的動力提供者，完全等價于我們人類的心臟，其重要之處由此可見。所以有必要了解電源內部結構，熟悉電源的工作原理，才能更好地維護好計算機電源，才能從根本上保障公司各部門計算機設備長時間穩定工作。
2計算機電源發展歷程
PC／XT_IBM最先推出個人PC／XT機時制定的標準；AT_也是由IBM早期推出PC／AT機時所提出的標準，當時能夠提供192W的電力供應；ATX—Intel公司于1995年提出的工業標準。與AT比較主要變化為：
1、取消了AT電源上必備的電源開關而交由主板進行電源開關的控制，增加了一個待機電路為電源主電路和主板提供電壓來實現電源喚醒等功能：
2、ATX電源首次引進了+3．3V的電壓輸出端，與主板的連接接口上也有了明顯的改進：ATX12V——支持P4的ATX標準，是目前的主流標準：ATX12V一1．1：在ATX的基礎之上增加了4pin的+12V輔助供電線(PIO)為P4處理器供電，改變了各路輸出功率分配方式，增強+12V負載能力；ATX12V一1.3：提高了電源效率，增加了對SATA的支持。去掉了一5V輸出，增加了+12V的輸出能力；ATX12V一2.0：尚未有產品實施的最新規范；電源連接器由20針改為24針，以支持75W的PCIExpress總線．同時取消輔助電源接口；提供另一路+12V輸出，直接為4Pin接口供電；WTX—ATX電源的加強版本：尺寸上比ATX電源大。供電能力也比比ATX電源強，常用于服務器和大型電腦；BTX一現有架構的終結者，電源輸出要求、接口等支持ATX12V。
3計算機開關電源的工作原理
電源是一種能量轉換的設備，它能將220V的交流電轉變為計算機需要的低電壓強電流的直流電。首先將高電壓交流電(220V)通過全橋二極管整流以后成為高電壓的脈沖直流電，再經過電容濾波以后成為高壓直流電。此時，控制電路控制大功率開關三極管將高壓直流電按照一定的高頻頻率分批送到高頻變壓器的初級。接著，把從次級線圈輸出的降壓后的高頻低壓交流電通過整流濾波轉換為能使電腦工作的低電壓強電流的直流電。其中，控制電路也是必不可少的部分。它能有效的監控輸出端的電壓值，并向控制功率開關三極管發出信號控制電壓上下調整的幅度。目前的常見產品主要采用脈沖變壓器耦合型開關穩壓電源，它分為交流抗干擾電路、功率因數校正電路、高壓整流濾波電路、開關電路、低壓整流濾波電路5個主要部分。
4交流抗干擾電路
為避免電網中的各種干擾信號影響高頻率、高精度的計算機系統．防止電源開關電路形成高頻擾竄，影響電網中的其他電器等；各種電磁、安規認證都要求開關電源配有抗干擾電路。主要結構為兀型共模、差模濾波電路．由差模扼流電感、差模濾波電容、共模扼流電感、共模濾波電容組成：
5功率因數校正電路
開關電源傳統的橋式整流、電容濾波電路令整體負載表現為容性，且使交流輸入電流產生嚴重的波形畸變，向電網注人大量的高次諧波，功率因數僅有0．6左右，對電網和其他電氣設備造成嚴重的諧波污染與干擾。因此，我國在2003年開始實施的CCC中明確要求計算機電源產品帶有功率因數校正器(PowerFactorCorrector，即PFC)，功率因數達到0．7以上。PFC電路分為主動式(有源)與被動式(無源)兩種：主動式PFC本身就相當于一個開關電源．通過控制芯片驅動開關管對輸入電流進行”調制”，令其與電壓盡量同步，功率因數接近于1；同時．主動式PFC控制芯片還能夠提供輔助供電，驅動電源內部其他芯片以及負擔+5VSB輸出。主動式PFC功率因數高、+5VSB輸出紋波頻率高、幅度小，但結構復雜，成本高，僅在一些高端電源中使用。目前采用主動式PFC的計算機電源一般采用升壓轉換器式設計，電路原理圖如下：被動式PFC結構簡單，只是針對電源的整體負載特性表現，在交流輸人端．抗干擾電路之后串接了一個大電感，強制平衡電源的整體負載特性。被動式PFC采用的電感只需適應50～60Hz的市電頻率，帶有工頻變壓器常用的硅鋼片鐵芯，而非高頻率開關變壓器所采用的鐵氧體磁芯，從外觀上非常容易分辨。被動式PFC效果較主動式PFC有一定差距，功率因數一般為0．8左右；但成本低廉，且無需對原有產品設計進行大幅度修改就可以符合CCC要求，是目前主流電源通常采取的方式。
6高壓整流濾波電路
目前的各種開關電源高壓整流基本都采用全橋式二極管整流，將輸人的正弦交流電反向電壓翻轉，輸出連續波峰的“類直流”。再經過電容的濾波，就得到了約300V的“高壓直流”。
7開關電路
開關電源的核心部分．主要由精密電壓比較芯片、PWM芯片、開關管、驅動變壓器、主開關變壓器組成。精密電壓比較芯片將直流輸出部分的反饋電壓與基準電壓進行比較．PWM芯片根據比較結果通過驅動變壓器調整開關管的占空比，進而控制主開關變壓器輸出給直流部分的能量，實現“穩壓”輸出。PWM(PulesWidthModulation)即脈寬調制電路，其功能是檢測輸出直流電壓，與基準電壓比較，進行放大，控制振蕩器的脈沖寬度，從而控制推挽開關電路以保持輸出電壓的穩定，主要由1CTL494及周圍元件組成。使用驅動變壓器的目的是為了隔離高壓(300V)區與低壓區(最高12V)，避免開關管擊穿后高壓電可能對低壓設備造成的危害，也令PWM芯片無需接觸高壓信號，降低了對元件規格的要求。
沖變壓器耦合型開關穩壓電源主要的直流(高壓到低壓)轉換方式有5種，其中適合作為計算機電源使用的主要為推挽式與半橋式，而推挽式多用于小型機、UPS等，我們常見的電源產品則基本都采用半橋式變換。
8低壓整流濾波電路
經過調制的高壓直流成為了低壓高頻交流，需要經過再次整流濾波才能得到希望的穩定低壓直流輸出。整流手段與高壓整流類似，仍是利用二極管的單向導通性質，將反向波形翻轉。為了保證濾波后波形的完整性，要求互相配合實現360。的導通，因此一般采用快速恢復二極管(主要用于+12V整流)或肖特基二極管(主要用于+5V、+3．3V整流)。濾波仍是采用典型的扼流電感配合濾波電容，不過此處的電感不僅為了扼制突變電流，更為重要的作用是像高壓濾波部分的電容一樣作為儲能元件，為輸出端提供連續的能量供應。實際產品中高壓整流濾波電路、開關電路、低壓整流濾波電路是一個整體，雖然原理與前述基本相同，但元件個數、分布方式會有很大變化。例如采用半橋式電壓變換的電源就有兩個高壓濾波電容，每一路直流輸出對應兩個整流管，各負責半個周期的輸出；而采用單端正激式電壓變換的電源則只有一個高壓濾波電容，每一路直流輸出對應兩個整流管，工作時間按照開關管占空比分配。其他較為重要的部分還有輔助供電電路與保護電路：輔助供電電路一個小功率的開關電源，交流輸入接通后即開始工作。300V直流電被輔助供電開關管調制成為脈沖電流，通過輔助供電變壓器輸出二路交流電壓。一路經整流、三端穩壓器穩壓，輸出為+5VSB，供主板待機所用；另一路經整流濾波，輸出輔助+12V電源，供給電源內部的PWM等片工作。主動式PFC具有輔助供電的功能，可以提供+5VSB及電源內部芯片所需電壓；故采用主動式PFC的電源可以省略掉輔助供電部分，只使用兩個開關變壓器。
9保護電路
電源主要的保護措施有7種：
1、輸入端過壓保護：通過耐壓值為270V的壓敏電阻實現：
2、輸入端過流保護：通過保險絲：
3、輸出端過流保護：通過導線反饋，驅動變壓器就會相應動作，關斷電源的輸出；
4、輸出端過壓保護：當比較器檢測到的輸出電壓與穩壓管兩端的基準電壓偏差較大時，就會對電壓進行調整：
5、輸出端過載保護：過載保護的機理與過流保護一樣，也是通過控制電路和驅動變壓器進行的：
6、輸出端短路保護：輸出端短路時，比較器會偵測到電流的變化，并通過驅動變壓器、關斷開關管的輸出：
7、溫度控制：通過溫度探頭檢測電源內部溫度，并智能調扇轉速，對電源內部溫度進行控制；
10電源的好壞對其他部件的影響
CPU對電壓就非常敏感，電壓稍微高一點就可能燒毀CPU，電壓過低則無法啟動；而硬盤在電壓不足時就無法正常工作，在電壓波動大時甚至會劃傷盤片，造成無法挽救的物理損害；諸如此類，不一而足。在很多情況下，主機內的配件損壞了，用戶只是認為是配件本身的質量問題．而很少考慮可能是電源輸出的低壓直流電電壓不穩所造成的。所以，輸出電壓的波動范圍就是考查電源質量的重要指標之一。目前，一般的電源產品在空載和輕載時的表現都較好(假冒偽劣產品除外)，而重載測驗才是烈火試真金的真正考驗。
參考文獻
篇8
【關鍵詞】功率因數 校正 全橋變換器
隨著開關電源的廣泛應用，人們對其需求量日益增長，并且對電源許多方面提出了更高的要求。開關電源因具有效率高、重量輕、體積小等顯著特點，其應用十分廣泛，尤其在高功率方向上已成為當下諸多研究領域的研究熱門。
1 功率因數PF和電流總畸變率THD
功率因數的定義，如下式：
由此可以得出：要想提高電源的功率因數，需要最大限度地抑制輸入電流的波形畸變，與此同時還必須盡可能地使電流基波與電壓基波之間的相位差趨于零。PF與輸入電流總畸變率THD有關，它表征了設備輸入電流諧波成分的大小，THD越大容易對電網造成污染。
2 改善功率因數的主要方法
2.1 多脈沖整流法
利用變壓器對各次諧波電流進行移相，使奇次諧波在變壓器次級相互疊加而抵消。
2.2 無源濾波器
在電路的整流器與電容間串聯一個濾波電感，或在交流側接入諧振濾波器，通過增大電流的導通角來提高功率因數。
2.3 有源濾波器
在整流器和負載之間接入一個DC/DC轉換器，應用電流反饋技術，使輸入端電流的波形跟蹤交流輸入正弦電壓波形，可以使接近正弦波且與交流輸入電壓同相位，從而使輸入端的總諧波畸變THD小于5%。
2.3.1 單級功率因數校正技術
單級功率因數校正技術的基本思想是把PFC級和DC/DC級組合在一起實現輸入電流的整形和輸出電壓的快速調節。
2.3.2 兩級功率因數校正技術
兩級式功率因數校正是由PFC變換器和DC/DC變換器級聯而成，PFC級通常采用升壓型變換器實現輸入電流的整形，其輸出電壓為儲能電容Cb的電壓Vb（中間母線電壓），一般穩定在400V左右，Vb通過后級DC/DC變換實現降壓，得到所需要的直流輸出電壓。DC/DC變換器實現了對輸出電壓的快速穩定調節。PFC控制器能檢測線電壓波形，使線電流跟蹤線電壓以獲得單位功率因數。兩級PFC使輸入電流總諧波畸變THD一般小于5%，功率因數可達到0.99或更高。
由于這一校正技術的每級電路可單獨分析、設計和控制，所以具有良好的性能，因此這種電路特別適合做分布式電源系統的前置級。
3 各部分電路設計
3.1 輸入整流與濾波電路
輸入整流電路選擇Fairchild Semiconductor公司的整流橋GBPC35-06（600V，35A）。輸入濾波電路選擇EMI濾波器電路。
3.2 前級PFC電路
前級PFC采用Boost型。主電路由串聯在回路中的儲能電感L1，開關管VT1及整流二極管VD1、濾波電容C1。
3.3 DC/DC變換器的設計
DC/DC變換器采用全橋變換電路，它由兩組雙管正激式變換器電路組合而成的。
3.4 前級PFC控制電路設計
前級PFC控制電路選用芯片UC3854A/B，其電路主要包括振蕩頻率的選取、峰值電流限制電路設計、電流調節器和電壓調節器的設計等。
3.5 DC/DC變換器控制電路設計
DC/DC變換器控制電路的脈寬調制控制芯片采用UC3875。通過對兩個半橋開關電路的相位進行移相控制，實現半橋功率級的恒頻PWM控制，借助開關器件的輸出電容充放電，在輸出電容放電結束的狀態下完成零電壓開通。其四個輸出端分別驅動的A/B、C/D篩鑾瘧郟都能單獨進行導通延時（即死區時間）的調節控制，在該死區時間里確保下一個導通管的輸出電容放電完畢，為即將導通的開關管提供零電壓開通條件。
4 仿真結果
4.1 PFC電路的仿真
按照如圖1所示仿真電路采用Matlab軟件進行仿真。
4.2 DC-DC變換器仿真
DC-DC變換器仿真電路如圖2所示。仿真參數設置為：輸入電壓：385V，輸出電壓：30V，變壓器匝數比：45：6。
仿真結果表明，本文設計的直流開關電源開關管兩端的電壓具有輸出電壓穩定精度高、上下脈動的成分大大減小了、功率因數得到了提高，達到了預期設計的要求。
參考文獻
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篇9
【關鍵詞】數字開關電源；DSP；PD控制
0 引言
數字能夠控制電源的開關完成，主要是通過依據數字形式來實現對電源的控制，對電源系統的保護以及用于通信的新型的電源開關技術。此種技術在應用過程中所具備的優良特性，以及對電源的整體控制優點與特點，被廣泛的應用于當前社會。并且將電源進行數字化之后使得此開關相較于普通開關，更加的具有靈活適應性，對電源所處的環境具備了實時勘測的能力，從而滿足了使用者的多樣化需求。數字電源還能夠在電源進行自行診斷，以及對電流輸出調節方面起到很大的作用，從而減輕整個電源系統的工作量，滿足了多樣化功能需求。（DSP的控制性能）數字電源開關在使用過程中避免出現類似于傳統開關的多樣化缺陷問題，提升了整個電源系統的靈活實用性，使得單個的產品更加的可靠。數字控制技術在電子技術此領域已經得到了廣泛的應用，（DSP的發展）但是在當前多數電子設備行業中，還沒有取得大量的采用，因此數字開關電源的DSP控制具備良好的發展前景。
1 開關電源模擬控制和數字控制的比較
1.1 開關電源模擬控制
通過對電源的開關使用模擬控制，可以使得模擬電源的信號持續不斷的發生變化，并且變化發生的時間段以及變化頻率都沒有限制。9V的電池器件就相當于一個模擬的電源，該電池所輸出的電壓指的并不是每次輸出的電壓值都能夠達到9V，而是隨著不變的多方面因素變化，從而達到9V相近的多樣化數值。那么相似的電池在吸收的電流中也不會是固定的數值，通常只是在制造時的數值之間。
電源的電壓和電流都可以采用模擬開關進行控制。比如在對收音機的音量進行模擬開關控制的過程中，音量的旋鈕變動時，電阻值就會隨之增大或者減小，那么經過這個電阻的電流也會隨之增加或者減少，以此改變了收音機的音量大小。開關電源使用模擬控制此種方法雖然使用較為簡單方便，可是這種方法并不是一直都能夠隨著社會的不斷變化而可行的。此種電源在使用過程中就會由于時間的增加，從而變得越來越難對進行調節。并且嚴重時還會導致設備發熱，產生的噪音也會將電源系統中電流的數值發生改變。
1.2 開關電源數字控制
對開關電源實施數字控制的方法也就是對電源系統內部進行控制處理，也就是將此種控制器對電源的系統內部的數字區域內所采用的電流控制算法。在使用此種控制方法過程中能夠對電源系統的兩個數值串對脈沖的寬度進行控制，而不是直接使用傳統控制方法中的PWM比較器。數字控制的主要過程正是將所有的電源系統模擬參數都轉換為數字信號，從而在數字區域內對這些數值進行計算，然后將計算所得數值產生的反應對系統進行控制。從而完成了開關電源的數字控制過程。
那么實現開關電源的數字控制主要有兩種方法：其一就是通過單片機對開關電源進行控制，使用單片機的控制技術在當前已經發展相較成熟，并且其設計的基本原理比較容易掌握，這種技術雖然目前在會用中成本投入不高，但是電路系統會較為復雜，使用過程中產生一定的問題；其二就是通過數字信息對開關電源進行控制的方法，此種方法在使用過程中能夠將整個電源的電路進行簡化，從而加快控制算法的速度，實現對電源開關的控制，以及電路的整體精度和性能。
2 基于DSP芯片的數字開關電源控制
2.1 數字控制電源系統的特點
此種控制技術的特點之一就是通過數字信號處理器DSP或者單片機作為控制系統的主要核心，從而實現數字控制電源系統的智能化結構。其次就是此種技術是通過對電源系統的數字進行整合，從而使得電源開關系統中的各個組件和數字進行組合優化效果。然后就是使用過程中能夠完成高集成度，從而實現了電源系統的多樣芯片集成效果，充分的發揮了數字對電源進行控制時的各個組間作用，以及信號處理設備和控制器的優點，從而促進數字控制電源系統的技術發展。
2.2 數字控制電源系統的發展
此種技術在應用過程中能夠在使用過程中將電源的負載值保持在固定的應用之間，使得電源系統一直運行在高頻率的狀態，比如電源系統的功率矯正、電源的非中斷情況、多個電池以及電機控制情況之下。除此之外，此種方法還可以應用于多個可以對其配置的PWM內核及其控制作用中，對電源系統實施診斷作用，以及在接口構造電路結構的PDA或者PMU等應用。在運行中對電源系統中的子電路實施控制，也可以將電流的運行狀態轉換為最適用的方法，從而更加的節能。因此數字電源控制具備了更好的發展前景。
【參考文獻】
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篇10
關鍵詞：混合動力；開關電源；單端反激
中圖分類號：TP211+.4 文獻標識碼：A 文章編號：1005-2550（2017）03-0030-04
Design of Power Supply for an Automotive IGBT Drive
YANG Xian-guo， ZHANG Hong-xia， PENG Jin-cheng， ZHAO Wei
（ Dongfeng Motor Corporation Technical Center， Wuhan430058， China ）
Abstract： This paper introduce a single-end flyback converter with multiplexed output for IGBT drive. The design process and the specific of the circuit are introduce. The test indicates that this power has outstanding reliability， stability and lower ripple. This power fully comply with the requirements of the automotive IGBT driver.
Key Words： hybrid power； switching power supply； single-end flyback converter
引言
IGBT是目前混合恿ζ車高壓混合動力系統中必須采用功率開關器件。IGBT柵極驅動對電壓要求極為苛引 言刻，而汽車電氣環境較為復雜。所以電源需要在寬電壓環境中工作，且輸入與輸出必須隔離開來，必須具有高可靠性和高穩定性。單端反激式開關電源具有體積小、重量輕、效率高、結構簡單等優點，非常適合用于設計功率器件的驅動電電源。
開關電源控制電路分為電流控制型和電壓控制型。電壓控制型控制電路是一個單閉環控制系統，控制過程中電源的電感電流未參與控制，是一個獨立變量，開關變換器為有條件穩定二階系統。電流控制型控制電路是一個電流、電壓雙閉環控制系統，電感電流不是一個獨立的變量，開關變換器為一階無條件的穩定系統，從而可以得到更大的開環增益和完善的小信號、大信號特征。為此本文選擇流控型芯片LM3478設計了一款車載IGBT驅動電源。主要技術參數：輸入8-16V直流，輸出：4路輸出（每路28V/0.16A），工作頻率100KHz，輸出紋波小于1%。
1 主電設計
1.1 主電路拓撲
主電路拓撲如圖1所示。主電路采用單端反激式變換電路，+12V為電池直流經電源預處理后的輸出電壓，作為開關電源輸入電壓。開關電源分四路輸出提供給IGBT驅動電路。
1.2 電源預處理電路設計
電源預處理電路如圖2，是外部電源與內部電路的鏈接部分，它承擔著減輕外部電源干擾和降低內部電源對外的傳導干擾。在這一部分電路設計要針對性的考慮到企業標準相關試驗要求，并作出詳細的計算以滿足電路設計要求。以靜電保護電容為例，根據企業標準要求本設計所搭載控制器，需要進行最嚴酷靜電試驗為，帶電25KV[1]。圖2中電容C1、C2：470nF（100V）為ESD保護電容，計算如下：
由以上可知電源接入端口BAT+可以耐受25KV靜電。
其中C1、C2在電路布局時還應當相對垂直布置，避免由于單方向震動引起電容同時失效而引發控制器著火。
1.3 變壓器設計
變壓器是開關電源最重要的組成部分，它對電源效率和可靠性，以及輸出電源的電氣特性都起到至關重要的作用。在設計時需要充分考慮功率容量、工作頻率、輸入輸出電壓等級和變化范圍，鐵芯材料和形狀，繞組繞制方式，散熱條件，工作環境等綜合因素[3]。
根據技術指標要求，電源輸出功率Pout為：
原邊峰值電流為
式中Vin（min）為電源輸入最低電壓8V。
Ton取最大值0.5，初級電感量為Lpri：
初級匝數Npri為：
，取6。
AL為磁芯制造廠提供的一個氣隙長度參數。這個參數是在磁芯上繞上1000匝的后的電感數據。根據磁芯生產商提供的磁芯和導線參數本設計中AL=10mH/1000，式中Lpri初級電感量單位為mH。
次級匝數Nsec為：
式?max中為最大占空比（反激式開關電源50%），VD 為次級整流二極管導通壓降。
2 控制電路
2.1 PWM控制電路
本設計采用TI公司汽車級芯片LM3478作為開關電源控制器。LM3478是一個多用途底邊開關電源NMOS控制器，可用于BOOST，flyback，SEPIC 等多種拓撲結構開關電源[4]。
PWM控制電路如圖3所示，圖中引腳8是電源輸入端，芯片為寬電壓輸入，輸入范圍是3-40V，本設計中連接到電源預處理的輸出端典型值為13.5V。引腳7連接電源頻率配置電阻，根據使用手冊提供的工作頻率與阻值關系，本電源的工作頻率為100KHz，R6配置為200KΩ。引腳2為補償引腳，C6、R7構成補償回路為控制電路提供補償。引腳6為輸出端，經過一個限流電阻（R4）限流后驅動功率MOSFET（Q2），為保護MOSFET，在引腳6并聯一個電阻。
2.2 電壓反饋電路設計
為了使多路電源輸出一致性更好，和降低負載對反饋電源的影響。本設計采用獨立回路進行電壓反饋設計，反饋回路變壓器繞組匝數Nfb為：
反饋電路通過外部分壓連接到LM3478的FB引腳與內部基準電壓1.26V進行比較。因為變壓器原邊與輸出回路和反饋回路的繞組匝比固定，所以當輸出回路電壓升高，反饋回路的電壓也會升高。反饋回路分壓電阻分壓就會高于1.26V，控制器將關斷外部NMOS，縮短NMOS導通時間以降低電壓。
2.3 電流反饋控制電路設計
LM3478電流控制通過在電流環內串聯電阻的方式，將電流信號轉換為電壓信號，從控制器引腳ISEN引入控制器內部，與LM3478電流控制基準電壓vsense進行比較，當ISEN腳上電壓高于基準電壓vsense時控制器將關斷開關管，起到限流和過流保護作用。
本設計的最大電流限值為原邊最大電流與原邊電感最大紋波電流之和。對于本設計原邊最大電流為Ipk。根據LM3478使用手冊，RSENSE計算如下：
DMAX式中為0.5，vsense、vsL、vsL可從LM3478 使用手冊中查詢相關數值和公式。
3 測試結果
本設計集成在IGBT驅動電路中，在典型電壓值9V、13.5V、18V下分別測試本開關電源的輕載和滿載（用大電阻模擬負載）情況下的相關參數。表1和表2為典型測試值示例，測試表明電源輸出符合設計要求。
圖4為輸入13.5V滿載時開關MOSFET柵源級波形，圖中可以看出滿載情況下占空比小于50%，電路工作在完全能量轉換狀態下，滿足設計要求。D5為開關MOSFET漏源電壓，從圖（a）中可以看出在開關管關閉、次級線圈電流為零時原邊的電壓在理論上應該降為零，實際上卻發生了震蕩。原因是當變壓器釋放完所有能量，電源開關管的漏源級電壓會降到輸入電壓值的電平上。這一轉變激發了原邊吸收電容與原邊電感的諧振回路，從而產生了一個衰減的振蕩波形，并持續到開關管下次導通。這一振蕩波形會影響電路的EMI特性，需要調整吸收電路電容使振蕩波的頻率低于電源開關頻率，得到如圖（b）的波形。
4 結束語
本文設計的反激式開關電源，具有體積小、重量輕、輸出電壓紋波小、穩定性好等優點，本設計應用在基于英飛凌HP2 IGBT驅動電路中，所搭載控制器通過了DV、PV測試，并成功應用于東風某ISG車型中。在開關電源設計過程中會遇到很多問題，比如變壓器嘯叫、開關管過熱等，這些問題需在測試過程中不斷總結和整改，器件參數也需要在測試過程中不斷調整，如文中所提到的吸收電路的調整。同時PCB布局對電源的品質和可靠性影響很大，如文中提到的防靜電電容布置。所以在原理設計完成后要仔細閱讀相關企業標準和芯片PCB Layout指導手冊，以降低不恰當的布板對電源造成不利影響。
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