buck電路范文
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導語：如何才能寫好一篇buck電路，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。
篇1
關鍵詞：Matlab；降壓斬波電路；電壓脈動；計算機仿真
中圖分類號：TM743文獻標識碼：A
文章編號：1004-373X(2008)24-031-03
Research of the buck Chopper Based on Matlab
JIANG Chunling,WANG Chunling
(Taishan University,Tai′an,271021,China)
Abstract：This is a complex problem in selecting and calculating the parameter,when designing the power electronic circuit.By using the power systems toolbox in Matlab ,users can quickly find out and analyze the results from simulation,don′tneed know the mathematics model and programming.This paper discusses the reason of voltage ripple in buck chopper output,sets up the system model in Matlab,and modifies the parameter by analysing the simulation result,in the end,it confirms the optimum parameter model.Matlab is the ideal tool used for the research and application of power electronics as a new style and high-powered language.
Keywords：Matlab;buck chopper;voltage ripple;computer simulation
1 引 言
隨著計算機技術的發展,計算機軟件為普通科研人員進行電力系統仿真奠定了堅實的基礎。Mathworks公司推出的基于Matlab平臺的Simulink是動態系統仿真領域中廣為應用的仿真集成工具之一,它在各個領域得到廣泛的應用。Simulink提供了大量的功能模塊，其中的電力系統工具箱是專門為電力電子電路仿真設計的。在此正是利用Matlab對Buck電路進行研究和分析。
2 Buck電路分析
降壓斬波電路（Buck Chopper）是直流斬波電路中應用最為廣泛的一種電路形式。Buck電路用于降低直流電源的電壓，其原理電路如圖1。假設設計一個輸入E=200 V，輸出Uo=100 V，R=2 Ω的電路。
基于圖1構建電路，但是在實際測試時發現電路輸出電壓的脈動較大，圖2為L=0.1 mH，脈沖頻率f=10 kHz時的輸出電壓波形。因此，如何合理選擇參數、減小輸出脈動，是研究和設計Buck電路的關鍵。
圖1 Buck電路
圖2 無電容時輸出負載電壓波形
圖1工作過程為在開關器件VT導通時有電流流經電感L向負載供電，假定在這期間Uo不變，電感電流按直線規律從I1上升到I2，則有:
E－Uo=LI2－I1ton(1)
ton=(I2－I1)LE－Uo(2)
在開關器件VT關斷時，電感L釋放能量，維持負載電流。假定這期間電感電流按直線規律從I2下降到I1，則有:
Uo=LI2－I1toff(3)
toff=(I2－I1)LUo(4)
將ton=DT 和toff = (1-D)T（其中D為占空比）代式(1)，(3)，可得到輸出電壓Uo=DE，看到輸出電壓僅與占空比和輸入電壓有關。但實際上，電感中的電流是有變化的，將T=1f=ton+toff代入式(2)，(4)，可計算其變化量:
ΔI＝ED(1－D)fL
由此可知，正是由于電感電流的脈動引起了輸出電壓的脈動，為了減小輸出電壓脈動，可以采取增大電感L或者提高頻率f的方法。而增大電感就要增大電感的體積，因此應該合理的選擇電感值，提高斬波頻率是一種行之有效的方法。另外，如果在負載兩端并聯一電容，使得ΔiL=ΔiC，則可以使負載電流脈動減小，從而穩定輸出電壓。
在實際電路的設計中，電感L、電容和脈沖頻率f值的確定比較困難。而利用Matlab中的Simulink建立仿真模型，可以很方便地修改參數，直至達到設計要求。
3 建模與分析
在Simulink中建立Buck電路仿真模型如圖3所示，在模型中設置參數輸入電壓E＝200 V，R=2 Ω,取電感L=0.1 mH，電容C=100 μF，脈沖頻率f =10 kHz，為了得到輸出電壓Uo=100 V，應選取占空比D=50 %。設置仿真時間為0.02 s，算法采用ode15s。啟動仿真，得到輸出電壓波形如圖4所示。
圖3 Buck電路仿真模型
由圖4(b)可看出，在二極管導通瞬間其端電壓出現了尖峰，這是由于二極管導通瞬間電感的di/dt作用。
(1) 改變電感對輸出電壓的影響
取電感L=1 mH，脈沖頻率f=10 kHz，運行后得到輸出電壓波形如圖5所示。與圖4(d)對比，增大電感可以減小輸出電壓的脈動，但也會使輸出電壓平均值減小。
圖4 f=10 kHz時各信號波形
圖5 當L=1 mH時輸出電壓波形
(2)改變電容對輸出電壓的影響
對比圖2和圖4，可以看出負載端并聯電容后，輸出電壓的脈動大大減小，因此實用的Buck電路在負載兩端要并聯濾波電容。
(3) 改變脈沖頻率對輸出電壓的影響
取脈沖頻率f分別為5 kHz,20 kHz，仿真運行后得到輸出電壓波形如圖6所示。
圖6 不同脈沖頻率時的輸出電壓波形
對比圖6和圖4(d)可看出，f =5 kHz時輸出電壓脈動明顯增大；f=20 kHz時輸出電壓脈動小，但輸出電壓平均值略有下降，說明開關頻率高，器件的開關損耗增大，同時在電感上的感抗增大。因此在提高斬波頻率的同時，應該考慮到開關損耗對電路的影響。
通過對不同參數下電路運行后輸出電壓的分析，最后確定參數選擇斬波頻率為10 kHz，電感L的值為0.1 mH，電容C的值為100 μF。利用Matlab構建仿真模型來設計電力電子電路，修改電路結構和參數方便，觀察設計的效果更直觀，并且避免了在實際電路實驗過程中可能出現的器件損壞等問題。
在仿真電路中還可以加入傅里葉分析模塊，可以觀測輸出電壓直流分量，并通過傅里葉變換分析輸出電壓的諧波成分。通過運行可以看到本電路輸出電壓的各次諧波都很小。
4 結 語
系統建模和仿真技術已經日益成為現工科各專業進行科學探索、系統可行性研究和工程設計不可缺少的重要環節。建模、仿真能力成為現代工程技術人員需具備的基本技能和交流工具。利用仿真軟件Matlab對降壓斬波電路進行了研究和設計，利用該方法還能對非常復雜的電路、電力電子變流系統、電力拖動自動控制系統進行建模仿真。系統的建模和實際系統的設計過程非常的相似,用戶不用進行編程，也無需推導電路、系統的數學模型，就可以很快地得到系統的仿真結果，通過對仿真結果分析就可以將系統結構進行改進或將有關參數進行修改使系統達到要求的結果和性能，這樣就可以極大地加快系統的分析或設計過程。
參考文獻
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篇2
關鍵詞：直流高壓；Buck；半橋逆變；倍壓電路
中圖分類號：TN-9 文獻標識碼：A 文章編號：1009-3044（2013）10-2485-03
近幾年，隨著電子電力技術的發展，新一代功率器件，如MOSFET，IGBT等應用，高頻逆變技術的逐步成熟，出現了高壓開關直流電源，同線性電源相比較高頻開關電源的突出特點是：效率高、體積小、重量輕、反應快、儲能少、設計、制造周期短。但由于高頻高壓變壓器是高頻高壓并存，出現了新的技術難點：1）高頻高壓變壓器體積減小，頻率升高，分布容抗變小，絕緣問題異常突出；2）大的電壓變化比使變壓器的非線性嚴重化，漏感和分布電容都增加，使其必須與逆變開關隔離，否則尖峰脈沖會影響到逆變電路的正常工作，甚至會擊穿功率器件；3）高頻化導致變壓器的趨膚效應增強，使變壓器效率降低。鑒于上述情況，高頻高壓變壓器如何設計是目前研究的一個難點和熱點問題。該文的主要研究內容包括BUCK電路的分析設計、半橋逆變電路分析設計、倍壓電路的設計，以及系統仿真研究。
1 主電路設計
1.1 主電路的拓撲結構
這里主要介紹了一種基于BUCK調壓的小功率高壓電源。該電源能實現零電流軟開關（ZCS），并能方便的調節輸出電壓，因為利用了高頻變壓器的寄生參數，從而避免了尖峰電壓和電流。該電源的另一個特點是利用倍壓電路代替了傳統的二極管整流電路，減小了高頻變壓器的變比和寄生參數；尤其是主電路的控制采用了Buck電路和逆變電路的聯合策略，可十分方便、靈活地進行電壓調節；采用定頻定寬的逆變電路可利用高頻變壓器的寄生參數實現諧振軟開關。
1.2 BUCK電路工作原理
半橋逆變電路的優點是簡單，使用器件少。其缺點是輸出交流電壓的幅值Um僅為1/2且直流側需要兩個電容器串聯，工作時還要控制兩個電容器電壓的均衡。因此，半橋逆變電路常用于幾KW以下的小功率逆變電源。
2 控制電路分析及總結
通過該文高壓電源的設計過程，可以得到以下結論：
1）針對系統要求輸出電壓為0-15KV，且輸出功率為15W的情況，選用BUCK調壓電路與橋式逆變電路相組合得到高頻脈沖電壓，后經過高頻變壓器和倍壓電路完成升壓和整流作用。
2）BUCK閉環環節使用光電耦合器HCNR201進行電壓采樣隔離，MOSFET的隔離驅動使用HCPL4504和UCC27321共同完成，保證驅動電路工作的有效性和安全性。
3）逆變電路的控制電路由芯片SG3535和IR2110共同完成。SG3525控制器集成了過壓保護、過流保護、軟啟動、欠電壓鎖定、擊穿短路保護等功能保證控制信號的準確性。SG3525輸出的PWM信號通過兩片IR2110后驅動逆變電路的兩個橋臂，這保證了驅動信號間的死去時間，防止橋臂的直通現象。
4）電路設計中擯棄傳統工頻變壓器升壓模式，而采用高頻變壓器和倍壓電路共同完成升壓作用，在減小系統體積上有突出作用。
3 調試結果
4 結束語
本文介紹的一種基于BUCK調壓的小功率高壓電源，其特點是：1）采用了倍壓電路，減小了變壓器的變比，使其在工藝和制造上成為可能，并且能夠在一定條件下實現零電流軟開關，從而大大減小了開關損耗；2）該電源可以工作在110V、220V不同電壓下，因為開拓了國內外市場；3）該拓撲結構簡單，易于實現；4）該電源利用了DSP，實現了數字PI的實時控制，因而能良好的工作且實現遠程通信。
參考文獻：
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篇3
【關鍵詞】氮化鎵 GaN器件 Buck變換器 驅動電路
1 GaN功率晶體管的特性分析
以美國宜普（EPC）公司推出的增強型低壓GaN功率晶體管為例，其利用AlN隔離層解決了硅襯底與氮化鎵的晶格適配問題。另外，由于結構材料特性，MOSFET 中物理存在著一個寄生的二極管，俗稱體二極管（body-diode）。顯然，由于結構上的不一樣，GaN 功率晶體管中并不存在這樣一個體二極管。
且對比增強型GaN功率晶體管、MOSFET的V-I 特性曲線可知，兩者的工作模式類似，但第三象限的工作模式不同。給定的驅動電壓下， GaN 功率晶體管保持其在第一象限的恒阻特性。
大多數場合，只需要關注功率晶體管在第一象限的特性，但由于本文要探究GaN晶體管在同步整流Buck變換器中的應用特性，需要關注在驅動信號建立之前器件是否反向導通。且GaN功率晶體管中并沒有體二極管，在驅動信號沒有建立之前，其反向工作機制能否建立是GaN功率晶體管能否在此類場合中應用的關鍵。
2 驅動電路設計
本次實驗采用EPC公司生產的GaN晶體管epc2007，針對其對柵極電壓的要求，選用TI公司的LM5114作為驅動芯片。LM5114內部結構其最大峰值灌電流達到7.6A，具有同時驅動多個并聯晶體管的能力，能夠在低壓大電流場合發揮優勢；兩個獨立輸出端的結構能夠分別調節開通和關斷的速度，適合高頻應用場合，典型的驅動電路，該芯片電路簡單，作為單驅動高平性能優異。
選取LM5114作為驅動芯片，搭建驅動電路。原理圖如圖4所示，其中，Si8410BB為數字隔離芯片，用于驅動信號數字地與主電路模擬地的隔離。其中A1為輸入端，與GND1組成驅動信號回路；B1為輸出端，對應的地位GND2；VDD1和VDD2分別為隔離前后的供電電源。DSP輸出的驅動脈沖信號經過濾波輸入到隔離芯片，經過隔離后輸出給驅動芯片LM5114的正向邏輯輸入端，地段VSS連接晶體管的源極兩個輸出端分別通過開通與關斷電阻共晶體管的柵極連接。
高工作頻率的DC-DC轉換器（同步整流Buck變換器）具有以下優點：a.可以減少電容器和電感器等無源元件的尺寸，進而減小Buck變換器的尺寸和成本；b.可以減小DC-DC轉換器的瞬時時間。需要快速轉換轉換器來跟蹤電源電壓的快速變化；c. Si功率器件無法實現高工作頻率轉換器，但在GaN FET等先進功率器件可以輕松實現。相關參數的計算：
（1）
（2）
（3）
因此，在40V，5.1Ω和200kHz中的CCM操作中，實現低于5%的輸出電壓紋波，測試板的無源部件的型號由式（1）、（2）、（3）確定。最終選擇了L=4.7μH表面安裝型電感器和C=1μF硅電容器。
3 實驗結果
根據上述設計的驅動電路，實驗室完成了一臺同步整流Buck變換器，其完整電路如圖6所示。
由DSP芯片TMS320F28335給出占空比約為0.5的驅動信號。開關頻率為200kHz，開通電阻為5.1Ω，關斷電阻為1.8Ω，分別驅動Si功率器件A1505和GaN功率器件EPC2007。圖7、圖8分別給出了不同功率器件下的驅動波形。從波形中可以得同步整流Buck變換驅動電路可以完成對GaN晶體管的開關控制，但其變換器的效率仍需進一步提高。Si功率器件無法在此頻率下有效完成關斷。
篇4
關鍵詞：DC-DC變換器，自抗擾控制，Buck變換器
0. 引言
DC-DC變換器有兩種類型，為開關變換器和線性變換器。多年來，PWM型DC-DC開關變換器因具有靈活的負極性和多種拓撲結構升降壓方式的特點以及工作效率高，操作簡單，所以在工業控制上受到了人們的青睞和廣泛的應用。但是開關變換器是一個強非線性動態系統，無論是基于線性反饋控制或是現有的PID等常規控制方法都無法對DC-DC開關變換器取得滿意的效果。隨著非線性控制理論和數字控制技術的不斷發展和日趨完善，將非線性控制理論引入到DC-DC開關變換器的控制策略中，對提高變換器的魯棒性，更快的動態響應以及對輸入和輸出電源和負載擾動的良好抑制能力有著理論和實際的意義。多年來電力電子學界的國內外專家學者一直在研究控制開關變換器的非線性控制策略，并取得了一定的成果[1]，其中由北京前沿科學研究所韓京清研究員首次提出的一種非線性魯棒控制技術[2],也就是自抗擾技術，具有算法簡單、系統響應快、適應范圍廣等特點，已引起國內外控制工程界專家學者的廣泛關注和高度好評。國內很多高校和研究所正在大力研究它在軍工和民用等諸多領域的應用。
本文介紹了自抗擾控制技術在PWM型DC-DC開關變換器中的應用。這種控制方法可以消除由于大信號或是小信號的輸入電壓和負載擾動而引起的輸出電壓的變化。最后以其中的Buck變換器的電路為例，并對電路進行了建模、仿真和實驗。結果表明，該自抗擾策略具有很強的魯棒性、動態響應快等優點。
1.自抗擾控制器
經典PID控制器是用參考輸入和被控量的誤差及其微分﹑積分的線性組合來產生控制信號的，然而在實際運用中，參考輸入經常不可微，甚至不連續，而輸出信號的測量又經常被噪聲污染，因此誤差信號按經典意義經常在不可微或其微分信號被噪音的導數淹沒。在實際電路中，一般采用差分或是超前網絡近似實現微分信號，該方法對噪音有很強大的放大作用，使微分信號失真而不能用，而“線性組合”常引起快速性和超調量之間的矛盾。自抗擾控制通過引入積分串聯型跟蹤微分器來提取合理的微分信號，并使用合適的非線性組合，以改進經典PID控制，提高自身的適應性和魯棒性。自抗擾控制主要針對如下一類對象： y(n) = f (y , ,?, y (n- 1) , t) ，其中f為未知模型攝動及擾動的作用量。自抗擾控制器由跟蹤—微分器（TD），擴張狀態觀測器（ESO），非線性狀態誤差的反饋控制率（NLSEF）構成，整個控制器僅需要系統的輸入量和輸出量作為信息來源。自抗擾控制器的實質是由擴張狀態觀測器產生不確定模型f對輸出作用的補償量，以使對象的不確定性在反饋中加以抵消，從而達到重新構造對象的目的，所以說擴張狀態觀測器是整個自抗擾控制的關鍵。以二階受控對象為例 ,自抗擾控制器的結構如圖1所示。非線性跟蹤-微分器的參考輸入產生2個輸出和,其中為參考輸入的跟蹤信號,是根據對象能力與控制需要安排的光滑過渡過程 ,而跟蹤的微分。科技論文。實際上是的“廣義微分”，是一種“品質”很好的微分。TD除了跟蹤參考輸入信號，安排預期過程外，其主要作用還在于柔化的變化以減少控制過程中的超調量。擴張狀態觀測器由系統輸出產生3個信號:、、,其中為的跟蹤信號,為的微分信號,為對系統模型和外擾動的估計。科技論文。非線性組合器由偏差和微分偏差產生基本非線性控制量, 然后用補償總擾動而產生最終控制量。
2. Buck開關變換器的建模
PWM型DC-DC開關變換器是一非線性和不連續的系統，這使得對它建模成為一個十分困難的問題。從目前的研究情況來看，借助現代控制論的系統建模方法，對電力電子拓撲網絡建模是一條有效途徑。從微分幾何的角度來考慮這個問題，本文以Buck開關變換器為研究對象，其電路拓撲如圖2所示。
圖 2 Buck電路拓撲結構
為簡單起見，假定開關是理想的和同時認為狀態轉換是瞬間完成，本文僅研究電感電流連續工作的狀態(CCM)下運行的buck變換器，即輸出電感T的電流在整個開關管S關斷周期中都存在。從以上的圖中的拓撲電路中，可以分別寫出Buck變換器導通和關斷2個階段的狀態方程。在1個開關周期內利用狀態空間平均法對Buck電路建模可以得到1個關于輸出電壓和開關頻率的非線性狀態方程。PWM控制中的占空比與自抗擾控制中的控制量是等價的。描述DC-DC開關變換器的微分方程一般可設為：
S導通時的狀態方程為：
+ (1)
S關斷時的狀態方程為：
+ (2)
對式(1)和式(2)用時間平均得到Buck變換器的狀態平均方程如下：
+ (3)
在式(3)中,代表輸出電壓,D代表占空比;代表電感電流;代表輸入電壓。科技論文。當然在實際的系統中，對Buck變換器建模時，還應該考慮器件的寄生元件，包括電感電阻和電容電阻等。在式(3)中并沒有這些寄生參數，如電容寄生電阻和電感寄生電阻等，可以把他們看成是系統的內擾，同時將電源和電壓的波動看成是系統的外擾。自抗擾控制的優勢就是不用考慮內外擾的影響，利用由擴張狀態觀測器產生不確定模型f對輸出作用的補償量，以使對象的不確定性在反饋中加以抵消，從而達到重新構造對象的目的。
3.自抗擾控制器數字仿真
為了驗證自抗擾控制器的可行性，采用MATLAB中的Simulink對上述的控制方法進行仿真。電路仿真的參數設定為:L=270mH;C=10uF;額定負載R=5;額定輸入電壓為8V;參考輸出電壓為4V，其仿真結果表明，自抗擾控制策略對電源輸入和負載電流干擾具有很強的抑制能力，動態響應快；雖然輸入電壓和負載變化時的輸出電壓有波動，但是很微小，并且能在極短的時間內恢復。
4. 結論
本文應用自抗擾控制器,實現了PWM型DC-DC開關變換器對輸入電壓和負載變化具有良好的抑制能力，即輸出電壓只同給定參考輸出有關。具有較強的魯棒性，而且可以克服高頻抖振現象，總諧波失真小，是一種可行的適應性好的非線性控制方案。
參考文獻
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篇5
組成及作用：
1. GENIV2003KHPA電源系統的組成如圖1所示。
2. GENⅣ2003KHPA電源系統各部分作用如下：
（1） 瞬時干擾抑制器A8：用于抑制饋送到電源系統交流電路的瞬時高幅度電壓；
（2） 電磁干擾濾波器EMI FL1：用于減小開關電源反饋到交流輸入電源的傳導噪音；
（3） 電路斷路器CB1：KHPA主電源開關；
（4） 交流側面板A1：
a） 分步啟動電路：用于把來自交流電源的浪涌電流限制在高壓開啟期間穩定值的180%以下；
b） +24VDC電源PS1：為GENⅣ2003KHPA提供穩定的24V直流電壓；
（5） 缺相檢測器A7：用于檢測交流輸入電源的三相供電是否缺相；
（6） 輸入整流濾波器：對輸入交流電壓進行整流濾波；
（7） 電源處理器A3：用于把直流電壓轉換成50KHz的交流電壓；
（8） 高壓變壓器/整流器A4：把50KHz的交流電壓升壓，并經高壓整流輸出束電壓、燈絲電壓和收集極電壓；
（9） 高壓濾波器A5：將經高壓整流的束電壓、燈絲電壓和收集極電壓進行濾波，減小直流電壓的紋波，以滿足速調管的供電要求；
（10） 電源處理控制器A2：電源系統的微處理器，可通過CAN總線與前面板控制器和射頻控制器進行通訊，主要功能是：
控制分步啟動電流接觸器K1、K2；
控制束電壓按先后順序接通和關斷；
調整控制束電壓和燈絲電壓；
監測電源的模擬和數字輸入的各種參數；
監測電源的故障條件，如果發生了一個與電源相關的故障，例如像高體電流，電源處理控制器會立刻關斷高壓。
電源系統工作原理分析
為了便于分析GENⅣ2003KHPA電源系統工作原理，本文對GENⅣ2003KHPA電源系統電路原理圖進行了分類歸納和整理，詳見圖2 GENⅣ2003KHPA電源系統工作原理框圖。
1. GENⅣ2003KHPA電源系統簡單工作過程
GENⅣ2003KHPA為三相四線380VAC供電，要求交流電壓應為380VAC±10%和50Hz±3Hz。
交流輸入電源從J1連接到瞬時干擾抑制器A8，再經電磁干擾濾波器EMI FL1送到裝在前面板上的主源開關CB1上。交流電源再通過分步啟動電路（Step Start Section）A1，然后經整流和濾波后再送到電源處理器A3。
電源處理器A3把直流電壓轉換為50KHz交流電壓加到A4板（高壓變壓器T1和整流器BR2）。高壓整流器BR2輸出的束電壓、燈絲電壓和收集極電壓，送到高壓濾波器/反饋板A5，經采樣和濾波后送至射頻模塊內的速調管。束電壓和燈絲電壓的取樣值從A5板反饋到電源處理控制器A2，束電壓、束電流、管體電流、燈絲電壓和燈絲電流可通過內嵌的控制系統進行監測。
束電壓和燈絲電壓在微處理器的控制下，束電壓可以從1KV到速調管標示牌電壓值之間調整，同樣地，燈絲電壓也可以從0V到速調管標示牌電壓值之間調整。當所需輸出功率小于額定功率時，節電模式能適時調整束電壓低于標示牌值。同樣，燈絲電壓也能自動減小，以延長陰極的壽命。當不需要KHPA長時間工作，但又需要在幾秒內能完全開啟時，采用1KV熱備份模式也可以延長速調管的壽命。
2. GENⅣ2003KHPA電源系統工作原理
（1）分步啟動電路（Step Start Section）A1
它包括了輸入濾波器A6中的電容器C1和C2，最初交流電壓通過電流接觸器K1和電阻R2、R3加到A6，因此能限制充電電流。1秒之后濾波電容被充電80%，主電流接觸器K2閉合，分步啟動交流接觸器K1打開。軟啟動在燈絲加熱結束后可自動啟動。
直流電源PS1為分步啟動控制電路和電源風機B1提供24V直流電壓。
（2）輸入濾波器（Input Filter）A6（包括電感L1、L2）
三相交流輸入電壓整流濾波器包括二個電感L1、L2和安裝在PCB上的四個電容器C1-C4組成。對于380-408VAC輸入，需連接跳線JP3，采用串/并聯連接，電阻R1-R4可確保C1-C4均分直流電壓。在待機和電源關斷（Standby Mode or Power OFF）時，電容器C1-C4能通過R1-R4連續放電。
（3）電源處理器A3
輸入濾波器A6輸出的經整流的直流電壓送到電源處理器A3。當交流輸入為380VAc時，A6（J3、J4）輸出的500~530VDC直流電壓連接到A3的J1、J2。A3再把500-530V直流變換為幅度360V、工作頻率為50KHz的方波，經A3的J3、J4再送到高壓變壓器/高壓整流器A4內的升壓變壓器T1。
電源處理器A3由BUCK開關電源和H-橋IGBTs兩級組成。
電源處理器A3的功率管主要采用IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）絕緣柵雙極型功率管，它是由BJT（雙極型三極管）和MOS（絕緣柵型場效應管）組成的復合全控型電壓驅動式電力電子器件, 兼有MOSFET的高輸入阻抗和GTR的低導通壓降兩方面的優點。GTR飽和壓降低，載流密度大，但驅動電流較大；MOSFET驅動功率很小，開關速度快，但導通壓降大，載流密度小。IGBT綜合了以上兩種器件的優點，驅動功率小而飽和壓降低。
BUCK開關電源有兩個交叉部分組成，每個部分有兩只交替工作IGBT（Q1/Q2和Q3/Q4），即每次只有一只IGBT（Q1或Q2和Q3/或Q4）工作。通過門激勵變壓器T1和T2提供的工作頻率為25KHz的同相激勵信號，可在束電壓20%到90%范圍內不斷調整到所需的束電壓。這樣使得每個交叉部分的工作頻率為50KHz（兩只交替工作的IGBT，每只工作頻率為25KHz），因此BUCK開關電源的實際工作頻率為100KHz（兩個交叉部分，每部分工作頻率為50KHz）。
快速恢復整流二極管CR3-4和CR1-2、8-9和電感L1、L3，、電容C3-4，以及電阻R5-6，R9-10、R24-27共同為BUCK開關電源提供軟轉換條件。
電流傳感變壓器T5-T8、電阻R19-R20和二極管CR14-CR21能檢測到BUCK開關電源L2L4上的直流電流，并把它送到電流控制環路和保護電路。
H-橋IGBTs由四對IGBT并聯組成。通過門激勵變壓器T3-T4（工作頻率50KHz，間歇時間2s）提供異相激勵信號供給IGBTs，Q5、Q6和Q11、Q12或Q9、Q10和Q7、Q8交替工作。電流傳感變壓器T9、電阻R21和二極管CR10-CR11將檢測到的輸出BUS電流，送至H-橋IGBTs過流比較器。諧振電絡中電容C5-C8和電感L5-L6可為H-橋IGBTs提供小電流關斷條件。
二極管CR5-CR7可以把BUCK開關電源的輸出電壓鉗制到輸入電壓，以便在BUCK開關電源短路時，保護H-橋IGBTs電路不過壓。
（4）高壓變壓器/高壓整流器（High Voltage Transformer/Rectifier）A4
高壓變壓器/高壓整流器A4可以把電源處理器A3輸出的360VAC/50KHz方波信號升壓到10KVAC左右，然后再進行整流送到高壓濾波器A5。此外A4的另一路輸出信號被送到電源處理控制器A2，用作束電流監測。
（5）高壓濾波器（High Voltage Filter）A5
高壓濾波器A5能對高壓變壓器/高壓整流器A4輸出的直流電壓進行濾波。A4輸出直流電壓的紋波大約為20Vp-p，經A5濾波后紋波大約減少到1Vp-p。經濾波后的直流高壓可直接接到速調管。
A5（J1）接到電源處理控制器A2（J3），通過（A5）J1和（A2）J3之間連接，能傳輸來自和到A2的信號。
高壓濾波器模塊A5由高壓濾波部分、反饋/監測部分和燈絲電源部分組成。
高壓濾波器模塊A5包含有粗濾波器C1-C4和跟隨的由電感L1-L2和電容C5-C6組成的細濾波網絡（用于陰極/燈絲）、L4和C15（用于COL3），以及L5和C16（用于COL2）。火花間隙SG1-SG4可保護電感L1、L2、L4和L5，免受高壓電弧影響。電流傳感器T1、二極管CR1-CR4、電阻R21-R22和齊納二極管CR15構成高壓電弧檢波器（A5J1的29/30 HV-ARC的輸出送到電源處理控制器A2）。電阻R24上的跨接電壓可以自動檢測平均的體電流（A5J1的27/28 BODY CURR的輸出送到電源處理控制器A2）。
經高壓分壓器R17、R19得到的束電壓監測，由A5J1的21/22（（BEAM VOLT）
輸出到電源處理控制器A2。
經高壓分壓器R18、R20和高壓電容C7（20pF）得到束反饋電壓。由A5J1的25/26（BEAM FDBK）輸出到電源處理控制器A2。
速調管燈絲直流電壓是由來自電源處理控制器A2的直流和交流信號產生的。幅度為30VAC到40VAC之間的50KHz方波異相信號被送到A5J1的DRV A和DRV B，加到變壓器T2初級線圈的1端和4端。電源處理控制器A2也提供一個約為20VDC的直流電壓加到A5J1的CT端，并送到變壓器T2的中心頭2/3端。變壓器T2次級線圈輸出的交流信號，經整流和濾波后，送到速調管燈絲E7、E8端子。變壓器T2（5端和6端）的輸出除被反饋到燈絲電壓可調節穩壓電路外，也還被送測燈絲電壓監測電路。
電容器C13-C14與電阻R31-R32和齊納二極管CR22-CR23一起可箝制和濾除在高壓打火期間高壓電纜產生的噪音，以保護高壓互鎖的輸入不過壓。
（6）電源處理控制器（Power Processor Controller ）A2
電源處理控制器A2工作原理分析如下：
a） 束電壓調節
調節回路工作在平均電流模式。它有兩個反饋回路：主電壓反饋回路和兩個局部電流反饋回路。在工廠設定的電壓反饋工作模式下（JP15的1和2相連），兩個BUCK電流反饋回路可使BUCK開關電源能像受控電流源一樣，為H-橋IGBTs提供幅度恒定的直流電流。
在A2J3（25/26頭）上，來自高壓濾波器A5的束電壓反饋信號，與差分放大器U2的參考電壓相比較。U2的輸出可作為電流差分放大器U1A和U1B的參考值，并送到PWM控制器U3和U4，以使BUCK開關電源連續變換。MOSFET激勵器U5-U6和U39-U40能提供激勵信號，通過裝在電源處理器A3上的門激勵變壓器，能為BUCK IGBTs提供激勵信號。
H-橋控制器U7工作在固定的占空因數（通過調整R21可到80%），其標稱工作頻率為100KHz（可調整R78）。MOSFET推動級U10-U13可以通過裝在電源處理板上的門激勵變壓器，以推動H-橋IGBTs。
來自U7-12腳的100KHz同步信號用于產生50KHz的時鐘供給燈絲電源HTR P/S（對應于U14-5和U14-6），從用于產生50KHz的同步信號供給交替工作的BUCK開關電源（對應于U9-6和U9-8）。SYNC A和SYNC B用于Buck A和Buck B每間隔半個周期同相轉換一次。
b） 燈絲電源（Heater Power Supply）
燈絲電源HTR P/S是一個推挽式開關變換器，變換頻率為50KHz，固定能率接近100%。電流通過L1饋送到從穩壓電源的直流總線通過L1饋送到A5燈絲變壓器T2。MOSFET晶體管Q1、Q2驅動裝在高壓濾波板上（HV Filter Board）的燈絲變壓器T2（HTR XFMR）。來自高壓濾波板的HTR燈絲反饋電壓與U16-B差分放大器的參考電壓相比較，差分放大器的輸出可驅動可調節的電壓穩壓器U41。通過改變饋送到燈絲變壓器T2中心頭的電壓，穩壓器U41可控制燈絲電源（HTR P/S）的輸出。燈絲電流從跨接在燈絲變壓器初級的電阻R88、R89上取樣。燈絲電流取樣饋送到放大器U19用于監測，饋送到放大器U16-A用于電流抑制。穩壓器U41自身有內部電流抑制，殘余的可用外部電流抑制電路抑制（見上述）。電流抑制可用于限制燈絲電流浪涌，以及可保護燈絲電源。
與電源處理控制器相關聯的門閉鎖故障如下：
Buck A過流：來自電源處理器A3 BUCK開關電源輸出變壓器T5、T7檢測電路，送至電源處理控制器A2的門閉鎖保護電路，經比較器U18-A推動D觸發器U20-A，除供指示器DS1外，并送至U30（CPU）；
Buck B過流：來自電源處理器A3 BUCK開關電源輸出變壓器T6、T8檢測電路，送至電源處理控制器A2的門閉鎖保護電路，經比較器U18-B推動D觸發器U20-B，除供指示器DS2外，并送至U30（CPU）；
BUS過流（即橋過流Bridge Over Current）：來自電源處理器A3 H-橋輸出變壓器T9檢測電路，送至電源處理控制器A2的門閉鎖保護電路，經比較器U18-C推動D觸發器U20-C，除供指示器DS3外，并送至U30（CPU）；
+15V電壓低：來自A1 PS1電源的+24VDC電壓送至電源處理器A2，經+15VDC穩壓器輸出后送至比較器U18-D推動D觸發器U21-D，除供指示器DS4外，并送至U30（CPU）；
加到四重比較器U18的公共參考電壓為2.5Vdc。比較器輸出達到一個故障條件以下的邏輯低電平，可調整雙D觸發器U20、U21電路的門閉鎖。比較器輸出達到一個故障條件以上的邏輯低電平，門閉鎖激勵指示器（LED發紅光DS1-4），這有利于處理故障。任何門閉鎖故障都可以立刻關斷電源處理器A3。需要復位信號（PP RESET）用來清除任何門閉鎖故障。
跳線JP1允許在檢測高壓電弧時，選擇快速電源處理器禁止。這有兩種工作模式，電壓或電流模式。電壓模式是工廠確省模式。電流模式將來會用，但目前從未被選擇。
對于電弧檢測，電源處理器的切換時間不能大于20ms，允許加到速調管的高壓衰減到零伏，從而熄滅電弧。20ms之后，電源重新啟動返回到原先的水平，并在25ms內完全修復。
c） 模擬信號監測
被監測的模擬信號如下：
燈絲電流：來自高壓濾波器A5燈絲變壓器T2初級取樣電阻R88、R89的燈絲檢測電流，經運放U19，送至U30，做燈絲電流滿刻度和偏置校正（滿刻度4.096 VDC為10A）；
燈絲電壓：來自高壓濾波器A5燈絲變壓器T2燈絲電壓檢測信號，送至電源處理控制器A2，經運放U45-A，做燈絲電壓滿刻度和偏置校正（滿刻度4.096 VDC為10V）；
束電流：來自高壓變壓/整流器A4高壓變壓器的束電流檢測信號，送至電源處理控制器A2，經運放U45-B，送至U30，做束電流滿刻度和偏置校正（滿刻度4.096 VDC為4A）；
束電壓：來自高壓濾波器A5束電壓取樣電路R17、R19束電壓檢測信號，送至電源處理控制器A2，經運放U45-D，送至U30，做束電壓滿刻度和偏置校正（滿刻度4.096 VDC為12KV）；
體電流：來自高壓濾波器A5體電流取樣電路R23、R24體電流檢測信號, 送至電源處理控制器A2，經運放U45-C，送至U30，整體電流滿刻度和偏置校正運（滿刻度（4.096 VDC為80mA）；
在滿足以上電壓或電流滿刻度條件之后，模擬信號被饋送到微處理器U30。但必需要用軟件做定標和偏置，定標和偏置可在前面板顯示器中的工程功能屏“Engineering Functions”上進行。
d） 互鎖聯動裝置
GENIV 2003KHPA有如下幾個互鎖聯動裝置：
高壓互鎖：來自高壓濾波器A5E13、E14的高壓互鎖檢測信號，送至電源處理控制器A2的光電耦合器IS02送至U30，然后再送至或非門U24-C,經與門U25B.C.D,送至（PWM）U3、U4、U7，經邏輯判斷后，決定是否關斷電源處理器A3BUCK開關電源和BUS H-橋的門激勵；
蓋互鎖：蓋互鎖故障可以不用，直接短接J5-23和J5-24，蓋互鎖檢測信號，送至電源處理控制器A2的光電耦合器IS01送至U30，然后再送至或非門U24-C,經與門U25B.C.D,送至U3、U4、U7，經邏輯判斷后，決定是否關斷電源處理器A3BUCK開關電源和BUS H-橋的門激勵；
CAN互鎖1和CAN互鎖2：CAN互鎖1和CAN互鎖2檢測信號送至或非門U24-D，經與門U25-B送至U25-C.D，再送至U3、U4、U7，經邏輯判斷后，決定是否關斷電源處理器A3 BUCK開關電源和BUS H-橋的門激勵；
互鎖裝置失鎖會導致產生一個故障條件，并通過邏輯門電路立刻關斷電源處理器A3。
e） 系統狀態信號
如下系統狀態信號來源于電源處理控制器A2：
K1狀態（分步啟動繼電器K1）：交流接觸器K1的邏輯低電平送至反相器U22-A和開關管Q12進行電平轉換后送至CPU，以顯示分步啟動繼電器K1的工作狀態；
K2狀態（分步啟動繼電器K2）：交流接觸器K2的邏輯低電平送至反相器U22-B和開關管Q13進行電平轉換后送至CPU，以顯示分步啟動繼電器K2的工作狀態；
風機故障：來自電源風機B1電路的風機故障信號，送至反相器U22-C進行電平轉換后送至CPU，以顯示風機B1的工作狀態；
缺相故障：來自缺相檢測電路A7的缺相故障信號，送至反相器U23-A.B進行電平轉換后送至CPU，以顯示三相交流輸入電源的工作狀態；
交流故障：來自A1 PS1的24VDC檢測信號，送至反相器U23-C.D進行電平轉換后送至CPU，以顯示+24VDC電源的工作狀態；
系統狀態故障被饋送到微處理器U30，通過軟件會影響電源系統的工作。狀態改變到控制器響應之間的延時時間為幾毫秒。
f） 系統激勵信號
如下系統激勵信號產生于電源處理控制器A2,通過系統連接線，系統激勵信號被送到它們各自的目的地。
K1激勵（分步啟動繼電器K1）：來自A2（CPU）U30的K1 DRV邏輯高電平經反相器U47-A.B送至指示器DS5，然后由開關管Q4、繼電器K1組成的分步啟動電路為交流接觸器K1提供0-24VDC的驅動電壓；
K2激勵（分步啟動繼電器K2）：來自A2（CPU）U30的K1 DRV邏輯高電平經反相器U47-C.D送至指示器DS6，然后由開關管Q5、繼電器K2組成的分步啟動電路為交流接觸器K2提供0-24VDC的驅動電壓；
風機復位（BLOWER RESET）：來自A2（CPU）U30的風機復位邏輯高電平經反相器U22-E送至指示器DS8，然后由開關管Q5為電源風機B1提供風機復位驅動信號；
PFC ON（功率因數校正/開啟功能）：國際電工委員會IEC61000-3-2標準，對用電設備輸入電流的諧波含量作了嚴格的限制，因此必須在用電設備的輸入端加入一級功率因數校正（Power Factor Correction，PFC）裝置，以提高輸入端的功率因數。GENⅣ2003KHPA電源系統目前沒使用PFC，未來使用；
PFC RESET（功率因數校正/復位功能，未來使用）；
篇6
【關鍵詞】直流變換器 狀態空間平均法 模型優化
一、引言
輸入輸出不共地三電平Buck直流變換器相對于二電平直流變換器雖具有以下優點：開關管、續流二極管的電壓應力減半，濾波電感，濾波電容大大減小，但其拓撲結構決定的輸入輸出不共地情況，使其應用范圍受到限制。而改進型的三電平Buck直流變換器不但能保留上述優點，還能使其輸入輸出共地。如果能對其準確地建模，無疑是對其分析設計起到關鍵性作用。本文將對改進型的三電平Buck直流變換器進行建模研究，為直流變換器的設計和分析作一定的基礎工作。其方法也可以類推其它類型開關變換器。
二、改進型的三電平Buck直流變換器的工作原理與建模
（一）電路拓撲及工作模態
其工作電路圖如圖1，和的驅動信號相差。為負載。為分析方便，先作幾點假設：、、、均為理想元件；電感、電容也為理想元件；足夠大以保證輸出電壓中的紋波與輸出電壓的比值小到允許忽略。
（二）建模分析
DC-DC變換器的建模方法較多，這里采用狀態空間平均法。因為這種方法是平均法的一階近似，其物理概念清楚，可利用線性電路和古典控制理論對DC-DC變換器進行穩態和小信號分析。在建模之前作三點假設：1交流小信號的頻率應遠遠小于開關頻率（低頻假設）；2變換器的轉折頻率遠遠小于開關頻率（小紋波假設）；3電路中各變量的交流分量的幅值遠遠小于相應的直流分量（小信號假設）。在實際的DC-DC變換器中，開關頻率較高，很易滿足以上三點假設條件。在三點假設的前提條件下，忽略開關頻率及其邊頻帶，開關頻率諧波與其邊帶，引入開關周期平均算子
是變換器中某電量，這里指、和、，為開關周期，。對電量進行開關周期平均運算后，占空比可劃分為兩個區域：和。下面就以為例，來用狀態空間平均法建立電感電流連續模式下的數學模型。其、的驅動信號圖如圖3。下面對一個開關周期分析其工作過程。
在時，開關管、導通，二極管、截止，電壓源給電感充磁。電路工作在模態1，該模態在整個工作周期內運行時間為，其中為開關周期，，兩端的電壓為，電容為，得到如下狀態方程：
在時，開關管關斷，仍舊導通，導通，截止，放電，電感釋放磁場能，電路工作在模態2，該模態在整個工作周期內運行時間為 ，匯總后進而可求得從輸入到輸出的傳遞函數為：
對的建模分析和的分析類似。
（三）實驗結果
已知直流變換器的傳遞函數，按照自動控制原理的相關知識，可以設計出相應的調節器。為保證閉環系統有一定的相位裕量和增益裕量，采用有源的超前滯后補償網絡對系統進行校正。其階躍響應曲線為圖4， A、B兩點電壓曲線為圖5。
四、結論
本文在分析了CCM（電流連續模式continuous current mode）模式下改進型TL Buck變換器的工作原理后，利用狀態空間平均法建立了其數學模型，并按照其數學模型組建了閉環控制系統，實驗結果表明其數學模型具有一定的合理性。此方法對直流開關電源的設計具有一定的指導意義。
參考文獻：
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[2] 張衛平. 開關變換器的建模與控制[M].中國電力出版社，2006
[3] 徐德鴻. 電力電子系統建模及控制[M]. 機械工業出版社，2006
篇7
（1.中國船舶重工集團公司第七四研究所，上海200031；2.國電南瑞科技股份有限公司，江蘇南京211106）
摘要：針對光伏發電系統中的兩級式并網逆變器，采用了一種新型的分時復合控制策略。首先詳細分析了分時復合控制策略的基本工作原理，該方法可以使得前后兩級電路交替進行高頻開關工作，從而有利于減小損耗；在此基礎上，對分時復合控制策略下的入網電流控制環路進行小信號建模，并給出了相應的控制環路參數設計，以保證具有良好的穩態和動態性能；最后搭建了一臺1 kW實驗樣機并進行實驗驗證。實驗結果表明所采用分時復合控制策略的可行性和有效性。
關鍵詞 ：兩級式；并網逆變器；分時復合控制；電流控制
中圖分類號：TN710?34 文獻標識碼：A 文章編號：1004?373X（2015）15?0112?05
收稿日期：2015?03?12
0 引言
近年來，環境污染和能源短缺問題日益嚴重，可再生清潔能源的開發與利用得到越來越多的關注，太陽能由于其分布廣泛、方便直接利用等特點得到廣泛應用[1]。根據光伏發電系統與電網的關系，光伏發電系統可分為離網型和并網型兩類[2]。在并網型光伏發電系統中，并網逆變器作為能量變換的核心部分，對于入網電流質量、變換效率、系統成本以及安全性能等方面都具有重要的影響。在中、小功率等級系統中，兩級式并網逆變器以其拓撲簡單、效率高及造價低等優勢而被廣泛應用[3]。
就兩級式并網逆變器的控制而言，目前常見的控制策略主要有傳統型控制[4]和新型PCS（Power Conditioning System）控制[5]等。文獻[4]詳述了傳統型控制策略，其中前級實現最大功率點跟蹤（Maximum Power Point Tracking，MPPT），后級實現并網電流控制。該控制方案通過母線電容實現前后兩級的控制解耦[5]，但較大的母線電容會增加系統的體積和重量。文獻[6]提出了一種新型PCS控制策略，該控制策略通過后級實現MPPT，不需要采樣光伏陣列的輸出電壓和電流，可以簡化采樣電路，但其控制系統較為復雜。文獻[7]針對兩級式并網逆變器提出了一種分時復合的控制策略，即在任意時刻，系統中開關管僅只有一部分進行高頻開關工作，另一部分處于工頻開關或者不工作的狀態。這種控制方法可以在一定程度上減小開關器件的損耗，有利于提高系統的整體效率。
為了實現光伏并網逆變系統高效運行，本文采用新型分時復合控制策略。文中詳細分析了分時復合控制策略的工作原理，并對該控制策略下的入網電流控制環路進行了詳細的建模分析與環路設計，最后通過一臺1 kW 原理樣機進行實驗驗證。實驗結果表明，采用分時復合控制策略可以有效地實現并網電流的控制并提高并網逆變系統的效率。
1 分時復合控制策略原理
1.1 系統結構
圖1所示為分時復合控制并網逆變器拓撲結構圖，其由前級Boost斬波電路和后級全橋逆變電路兩部分構成。其中：Lb，Qc 和Dc 構成Boost電路；Q1~Q4 構成全橋逆變電路；Cdc 為中間母線電容；Lf 為并網濾波電感；Db為旁路二極管。
1.2 分時復合控制工作原理
根據輸入直流電壓Vin與網側電壓絕對值| vAC |之間的關系，系統可以工作在“Boost”和“Buck”兩種模式。當Vin < | vAC |時，系統工作在“Boost”模式，輸入電壓先經前級Boost電路斬波得到母線電壓；當Vin < | vAC |時，系統工作在“Buck”模式，此時前級Boost電路被Db 旁路，光伏陣列功率直接經過Db 向后級傳輸。圖2給出了兩種工作模式下各功率管的門極驅動波形[8?9]及對應網側電壓波形。
（1）“Buck”工作模式
當Vin> | vAC |時，系統工作在“Buck”模式，前級Boost電路被Db 旁路，光伏陣列功率直接經過Db 向后級傳輸。同時，后級全橋逆變電路采用單極性SPWM調制方式，調制出圖2中AB 和CD 兩段并網電流波形，其中功率管Q1（Q3）工作在工頻開關狀態、Q2（Q4）工作在高頻開關狀態，具體而言，即在電網電壓vAC 的正半周，功率管Q1 保持導通、Q2（Q3）保持關斷、Q4 高頻開關；相反地，在電網電壓vAC的負半周，功率管Q3保持導通、Q1（Q4）保持關斷、Q2高頻開關。與傳統控制方法相比，在此階段內前級Boost電路的開關和導通損耗均不復存在，前級電路僅有旁路二極管Db 的導通損耗，從而有利于系統效率的提高。
（2）“Boost”工作模式
當Vin< | vAC |時，系統工作在“Boost”模式，前級Boost電路中功率管Qc工作在高頻開關狀態，并調制產生圖2中BC 段的并網電流波形；同時，后級全橋逆變電路中功率管Q1~Q4均工作在工頻開關狀態。具體而言，即在電網電壓vAC的正半周，功率管Q1（Q4）保持導通、Q2（Q3）保持關斷；相反地，在電網電壓vAC 的負半周，功率管Q2（Q3）保持導通、Q1（Q4）保持關斷。因此，在“Boost”工作模式下，僅有Qc在高頻開關，從而可以極大地降低整個系統的開關損耗、提高系統效率。
由上述分析可知，相較于傳統控制方法而言，本文所采用的分時復合控制方法，可以使得前后兩級電路交替進行高頻工作，從而有利于減小開關損耗；同時，在“Boost”模式下前級電路的輸出電壓為部分正弦波，即不需要很大容量的母線電容來保證母線電壓的恒定，因此可以采用體積較小的薄膜電容代替電解電容。
2 分時復合控制策略下的并網電流控制
2.1 “Buck”工作模式環路分析與設計
在“Buck”工作模式下，不考慮Db 時，圖1所示系統在一個開關周期內的等效電路如圖3所示，其中后級逆變電路采用單極性SPWM調制。
根據圖3所示等效電路，采用狀態空間平面法列寫其狀態方程，同時利用拉普拉斯變換，可以得到d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數：
求解式（1）中分子對應的方程可以得到兩個實部為正數的根，即存在兩個右半平面零點，此時系統為非最小相位系統。
若考慮Db，則系統在一個開關周期內的等效電路如圖4所示，同樣列寫狀態平均方程，可以得到此時d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數為：
由式（2）可知，此時系統為一階系統。因此，在“Buck”工作模式下，跨接的旁路二極管不僅可以減小損耗，還可以顯著簡化系統補償環節的設計。
圖5給出了“Buck”工作模式下的電流環控制框圖。其中：Gbuckc (s) 為電流環補償環節；GPWM = 1 Vm 為PWM環節傳遞函數；Gbuck (s) 為式（2）所示的系統傳遞函數。同時，考慮到信號采樣存在且SPWM 調制存在滯后，故需要增加相應的慣性環節。
按照典型I型系統設計補償環節，取Tli = Lf R2，則可抵消傳遞函數的極點，增大系統相位裕度、提高系統穩定性。由此可得系統的開環傳遞函數：
由式（3）可求得閉環傳遞函數為：
根據二階系統最佳整定法[10]，選取系統阻尼比ζ =0.707，可以得到：
從而得到簡化后的電流環閉環傳遞函數為：
式（6）表明，將“Buck”模式下的電流環按照典型I型系統設計之后，其閉環傳遞函數可以近似為一個慣性環節，即當開關頻率fs 足夠高時，所對應慣性Ts 越小，系統動態響應越快。
2.2 “Boost”工作模式環路分析與設計
“Boost”工作模式下系統在一個開關周期內的等效電路如圖6所示，同理可以得到d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數，見式（7）：
由式（7）可以看出，系統存在一個右半平面零點，且右半平面零點的位置取決于Boost部分功率管Qc 的占空比D、母線電容電壓Vc 及Boost電感電流iLb。由于D，Vc，iLb 均取決于正弦半波的角度θ，并且系統的右半平面零點隨θ增大向低頻方向移動；同時，系統幅頻特性存在諧振現象，并且隨著θ增大，諧振峰向低頻方向移動，故補償環節不易設計。
針對上述直接電流控制方法存在的缺點，本文采用一種間接電流控制方法，即通過控制Boost輸入電流iLb(t) 即可間接控制并網電流iLf(t)，則得到d（s）到iLb(s) 的傳遞函數為：
由式（8）可以看出，在“Boost”工作模式下，采用間接電流控制方法時，系統傳遞函數不存在右半平面零點，從而有利于系統補償環節的設計。
圖7給出了“Boost”工作模式下的電流環控制框圖，其中，Gboostc(s)為電流環補償環節，選用PI 調節器，Gboostc (s) =K2p + K2i s，K2i = K2p T2i；GPWM = 1 Vm 表示PWM 環節傳遞函數，Vm 為三角載波的幅值；Gboost (s) 為“Boost”工作模式系統傳遞函數：
補償前，系統在fp0 = 6.19 Hz 處存在一個極點，在fp1,2 = 1 kHz附近存在一對共軛極點。為了防止由共軛極點引起的諧振峰多次穿越0 dB 線導致系統不穩定，選取截止頻率fc = 2.5 kHz，并且滿足：
同時，將補償環節的零點fzc 放置在原系統的低頻極點處，以保證系統以-20 dB/dec穿越0 dB線：
補償前后的開環傳遞函數如圖8所示，補償后系統的直流增益較高，故系統的穩態誤差較小；開環傳遞函數的截止頻率為2.5 kHz，系統相角裕度為43°；高頻段以-40 dB/dec斜率下降，故系統抗高頻干擾能力強。由上述分析可知，經過補償后，“Boost”模式的電流環具有良好的動態和穩態性能。
3 實驗分析
為驗證以上分析，搭建了1 kW并網逆變器樣機，進行了實驗研究，具體電路參數如表1所示。
圖9~圖11分別給出了分時復合控制下的各功率管驅動波形、Boost 電感電流波形iLb、母線電容電壓波形Vbus 以及逆變橋臂中點電壓波形VAB。由圖中實驗波形可以看出，系統工作于“Boost”模式時，并網電流由Boost部分高頻斬波生成，并且橋臂間電壓和母線電容電壓分別為并網電壓及其絕對值；系統工作于“Buck”模式時，后級全橋電路進行單極性SPWM 調制，輸入側能量由Boost部分的旁路二極管向網側傳輸。因此，對應Boost電感電流值為0，母線電容電壓即為逆變系統輸入電壓150 V，橋臂間電壓為高頻切換的矩形波。
圖12所示為分時復合控制下的逆變器并網電壓和并網電流實驗波形。由圖中波形可以看出，并網電流ig和電網電壓vg 能夠保持相位一致，并網質量良好；同時，“Buck”和“Boost”兩種工作模式平滑切換，在切換點處并網電流振蕩幅度較小。
上述實驗波形與理論分析結果一致，表明了本文分時復合控制策略的可行性和有效性。
在輸入電壓為150 V時，逆變器效率隨并網功率變化的曲線如圖13所示。作為對比，圖13中同時給出了傳統控制方式下效率曲線。由圖中結果可知，在分時復合控制策略下，逆變器在整個負載范圍內達到了較高的效率，最高效率約為96.8%，且整體效率優于傳統控制方式。
4 結論
詳細分析了一種應用于兩級式并網逆變器的新型分時復合控制策略，理論分析和實驗結果表明：分時復合控制下前后兩級電路交替進行高頻工作，從而有利于減小開關損耗；母線電壓不需要穩壓，可以有效減小母線電容；“Boost”和“Buck”兩種工作模式之間可以自由平滑切換，并網電流質量良好；分時復合控制下系統可以獲得較高的效率，且整體效率優于傳統控制方式。
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篇8
關鍵詞:有源功率因數校正;交流斬波;Matlab仿真;整流橋
中圖分類號:TJ8.323;TN710文獻標識碼:A
文章編號:1004-373X(2009)20-014-03
Simulation Research of AC Chopper PFC Circuit Based on Matlab
FANG Jianhua,YAN Jianjun
(Zhejiang Institute of Mechanical and Electrical Engineering,Hangzhou,310053,China)
Abstract: To improve the conventional power factor correction circuit,a new type of single-phase AC chopper-type power factor correction circuit topology is proposed,so that the bridge rectifier switch at the exchange side,the program can help to enhance the harmonic suppression circuit and power factor correction ability,unity power factor can be realized,the circuit of electromagnetic compatibility is enhanced andthe conduction loss of the circuit is reduced.Simulation results show that the power factor up to 0.997,simulation results show feasibility of the program and correctness of theoretical analysis.
Keywords:APFC;AC chopper;Matlab simulation;bridge rectifier
0 引 言
大量電力電子裝置和非線性負載的廣泛應用,使得電力系統電壓及電流波形發生畸變,產生了大量的諧波,導致電源輸入功率因數降低,對電網環境造成嚴重的污染,使用電設備所處環境惡化,也對周圍的通信系統和公共電網以外的設備帶來危害。為了改善電網環境,必須了解產生諧波污染的原因,并對諧波進行有效的抑制,進行功率因數校正。為了提高供電線路功率因數,保護用電設備,世界上許多國家和相關國際組織制定出相應的技術標準,以限制諧波電流含量。如:IEC555-2,IEC61000-3-2,EN60555-2等標準,規定允許產生的最大諧波電流。我國于1994年也頒布了《電能質量公用電網諧波》標準(GB/T14549-93)。因此,功率因數校正(PFC)技術便成為電力電子研究的熱點[1]。
1 諧波的抑制與功率因數校正方法
解決電力電子裝置和其他諧波源的污染問題主要有兩種方法:一是采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或濾除諧波;二是對電力電子裝置本身進行改造,使其補償所產生的諧波,采用功率校正電路,使其具有功率因數校正功能。
功率因數校正(PFC)技術主要為無源PFC和有源APFC。無源PFC是采用無源元件來改善功率因數,減小電流諧波的,方法簡單但電路龐大笨重,有些場合無法適用,且功率因數一般能達到0.90。有源APFC是將一個變換器串入整流濾波電路與DC/DC變換器之間,通過特殊的控制,強迫輸入電流跟隨輸入電壓,使得輸入電流波形接近于正弦波,并且與輸入電壓同相位,提高功率因數,使其達到功率因數為1的目標。反饋輸出電壓使之穩定,從而使DC/DC變換器的輸入事先預穩,該方法設計易優化,性能進一步提高,因此應用廣泛[2]。
2 傳統功率因數校正電路的結構及其缺點
基于PFC的拓撲電路的研究現在已經非常成熟,而且得到了十分廣泛的應用,使用得最多的是升壓斬波(Boost)和降壓斬波(Buck)電路[3]。傳統的單相功率因數校正電路的結構如圖1所示。
其中,Boost拓撲電路由于結構簡單和成本低廉而最為流行,電路中交流電源通過專用整流橋轉換成直流,后經過Boost PFC電路輸出,該方法具有較好的控制效果,在中小功率電源中應用較為廣泛[4]。但其也存在一些缺點:
(1) 任何時刻都有三個半導體器件導通,隨著功率的提高,整流橋上消耗的功率也會隨之增加,從而提高了電源的發熱損失,降低了電源效率;
(2) 該Boost電路有很高的開關頻率,增大了電路的開關損耗;
(3) 直流側的二極管降低了直流電壓,增加了電路功耗和不穩定性。
應用這里所提出的交流斬波功率因數校正電路,可以解決傳統校正電路中存在的以上問題[5]。
圖1 傳統的單相功率因數校正電路
3 交流斬波功率因數校正器的基本電路和工作原理
3.1 Boost型交流斬波功率因數校正電路
Boost型交流斬波功率因數校正電路的基本結構如圖2所示。
圖2 Boost型交流斬波功率因數校正電路
Q為雙向開關管。當開關管導通時,輸入電流通過電感和開關管,電感儲能,同時直流側濾波電容給負載供電;當開關管斷開時,輸入電流經過電感和整流二極管到達負載端,電感儲能和交流電源同時給負載和電容供電。
可以看出,與傳統的功率因數校正電路相比較,具有以下優點:當開關管導通時,主回路電流不經過整流橋的二極管,減小了功率損耗;傳統電路中的快速恢復二極管VD在交流斬波功率因數校正電路中也不存在了,減小了功率損耗,提高了系統的工作可靠性。
該電路相當于兩個Boost電路的并聯,在克服傳統Boost PFC電路缺點的同時,保留了升壓電路的優點。該方法的優點在于:
(1) 增強了傳統PFC電路的諧波抑制和功率因數校正能力,可實現單位功率因數;
(2) 交流側的電感增強了電路的電磁兼容性;
(3) 降低了電路的傳導損失,任何時刻都只有兩個半導體器件導通;
(4) 通過開關管M1和M2的額定電流較小。
3.2 Buck型交流斬波功率因數校正電路
圖3所示的為Buck功率因數校正電路的基本結構,Q為雙向開關管。當開關管斷開時,輸入電流通過電感、電容和開關管,電容C1儲能。
圖3 buck型交流斬波功率因數校正電路
當開關管導通時,此時輸入電流經過整流二極管到達負載端,電容儲能和交流電源同時給負載和電容供電。可以看出,Buck型交流斬波功率因數校正電路中,當開關管斷開,主回路電流不經過整流橋的二極管,可達到減小功率損耗的目的[6,7]。
4 仿真分析
Simulink軟件是Matlab軟件包的擴展,專門用于動態系統的仿真,具有很強的動態系統仿真能力,仿真速度較快,特別是基于Simulink Power System 工具箱進行功率因數校正電路的仿真,有兩個優點:
(1) 基于器件模型,可以仿真器件參數變化對系統的影響;
(2) 仿真模型復雜,精度較高。可以將計算機仿真技術運用到PFC裝置的分析和設計中[8]。
以Boost 型為例,對文中所提出的交流斬波功率因數校正電路進行仿真分析。功率因數校正電路采用輸入電流斷續工作模式的峰值電流控制,仿真參數:uin=311sin ωt,L= 0.7 mH,輸出功率P= 500 W,uout=300 V。按圖4模型建模,仿真波形如圖5、圖6所示。其中,圖5為輸入電壓、電流的波形,圖6為輸出電壓的波形[9,10]。
從圖5可以看出,輸入電壓和輸入電流進入穩態后,輸入電壓和輸入電流相位幾乎一致,輸入電流也幾乎是正弦波。整個仿真時間段內的功率因數約為0.997。
從圖6可看出,輸出電壓隨著仿真時間的進行,逐漸趨于穩定狀態,輸出電壓在300 V上下波動,符合電路設計要求。
圖4 Boost型交流斬波功率因數校正電路Simulink模型圖
圖5 輸入電壓和輸入電流的波形
圖6 輸出電壓的波形
5 結 語
這里討論了應用較為成熟的單相Boost PFC電路的不足,介紹一種新型單相交流斬波功率因數校正電路,分析了其工作原理,并給出了仿真波形。結果表明,輸入電流具有很高的品質因數,基本為標準的正弦波形,與輸入電壓相位相近,實現了高功率因數。與傳統的電路相比,能減少系統的功耗,提高系統工作的可靠性,而取得相同的控制效果。仿真結果驗證了方案的可行性。方案中的交流斬波電路除了采用Boost型和Buck型外,也可采用其他的功率變換電路。
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篇9
buck-boost變換器在半導體照明控制中應用廣泛。本文對其工作模式特性等方面作了探討，采用OCC（One-Cycle-Control）多環控制技術，通過環路誤差放大及電壓補償等工程整定設計，創建了一種降壓/升壓型大功率高效驅動新系統。與傳統同類設計相比，系統動態性能更好（如功率因數、速度響應等），消除了穩態誤差，對外界環境的變化適應性強。
【關鍵詞】Buck-Boost 半導體照明 OCC多環控制 高效
Buck-Boost變換器又稱降壓/升壓變換器，如圖1所示。由開關管Q、電感L、二極管D以及輸出電容C等構成。其基本思想是在Buck變換器后面串接一個Boost變換器，在應用中克服了單一的Boost或 Buck只可降壓或者升壓的缺點，解決了Buck驅動器輸入電流在電源電壓較低時有“驅動死角”的毛病，目前降壓/升壓變換器在LED驅動控制系統中應用廣泛。本文針對Buck-Boost型變換器工作特性，采用OCC多環控制技術， 創建了一種新型大功率LED驅動系統。
1 多環控制Buck-Boost型LED照明驅動基本工作原理
多環控制Buck-Boost型LED照明驅動如圖2所示，在傳統的OCC控制策略的基礎上，增加了一個由電壓微分器、增益Kc及加法器等組成的網絡，使用了OCC控制的Kb、Ka兩條環路，即多環控制技術。
如圖2所示，交流電壓電流分別為ur，ir，經過二極管整流后得到電壓uin，開關管Q受RS觸發器控制，當開關管導通時，輸出電壓 u0經過采樣得到一個電壓信號Kbu0，與參考電壓信號uref同輸送入誤差放大器，得到的誤差信號ue經過電壓補償產生信號ucp，隨后輸送到比較器的反相端，電壓信號uD經過采樣得到信號KauD給加法器，加法器的另一個輸入信號是來自輸出電壓經過微分器與增益 Kc后的電壓信號Kcuvd，加法器的輸出端接到帶復位開關的積分器，積分器的輸出uint進入比較器的同相端，當積分電壓信號uint大于補償后的電壓信號ucp后，比較器反相輸出高電平，RS觸發器復位，同相端輸出低電平，開關管斷開，反相端輸出高電平，復位積分器復位清零，等到下一個時鐘脈沖到來，開關管再次導通。
2 仿真分析
為了驗證創建的多環控制策略Buck-Boost型LED照明驅動器的合理性、有效性，運用MATLAB中Simulink、SimPowerSystems工具，分別建立Buck-Boost型驅動變換器的主電路模型與多環控制模型，以輸入、輸出端口同名的形式連接，如圖3、4所示。主要電路參數有：輸入電壓：90～270V（額定220V），輸出電壓：40V，開關頻率：100kHz
結合圖3，4進行整個LED驅動系統的仿真，在仿真設置中解法器采用ode23tb（stiff/TR-BDF2）算法，并且設為變步長，最大步長為1e-6s，相對精度設置為1e-3。輸入電壓和輸入電流波形共同輸入scope1，如圖5所示。從圖中波形可看出，輸入電流很好地跟蹤輸入電壓，并且輸入電流與輸入電壓畸變很小。可見整個LED驅動系統相對于電網而言呈純阻性，整個系統功率因數很大，系統利用效率高，達到了設計目的。
為了驗證系統改進策略的抗輸入干擾能力，分別在系統輸入電壓端疊加10V、100Hz正弦信號和 12V、25Hz方波信號，再觀察輸出電壓的波形。如圖6和圖7所示，可見輸入電壓的變化對輸出電壓波形基本上沒有影響，系統的動態性能很好，顯示了OCC改進策略具有很好的抗輸入干擾能力。
3 小結
本文對Buck-Boost變換器工作模式特性作了探討，采用OCC多環控制技術，增加了電壓微分器、增益 及加法器等控制網絡，創建了一種降壓/升壓型大功率高效驅動新系統。隨后運用MATLAB仿真分析，得知本系統驅動與傳統設計相比，其功率因數、速度響應，系統穩定等性能得到提高，能較強地適應外界環境的變化。
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作者簡介
徐仁伯（1972-），男，工學研究生學歷。高級工程師。主要研究方向為半導體器件（如LED，OLED等）及其大屏顯示驅動與芯片設計。
作者單位
1.湖南信息學院電子系 湖南省長沙市410083
篇10
【關鍵詞】高增益；Buck-Boost變換器；DC-DC變換器；電壓應力
由于電力電子技術的飛速發展，電力供給系統也有了其很大的發展空間，同時，功率半導體開關器件的研究也得到了長足進步。DC-DC、AC-DC等電能變換技術在用戶和電網之間有著十分良好的緩沖匹配作用。DC-DC變換器是一種將直流電變換為其他一種形式的直流電技術，如Boost變換器、Buck變換器、Buck-Boost變換器等一系列不同功能的變換器。
自90年代后期開始，美國、歐洲等國家就已經紛紛禁止了沒有諧波抑制及功率因數改善功能的供電系統設備進入本國市場，而且對高次諧波電流、功率因數制定了明確而詳細的國際標準，從而使世界各個國家對其電源電力的開發研究單位和機構都投入了龐大的人力、物力，很快這就形成了電源系統研究中的一個新的領域。由于電源給電子設備提供它所必須的能量，因此這就決定了電源在電子設備中的地位極其重要這一事實。如果電子設備要獲得很好的工作可靠度，那就必須要有高質量保障的電源設備，因此，導致電子設備對其電源的安全性，可靠性，技術指標的要求也日益提高。對于線性穩壓電源而言，開關穩壓電源的優點相對更能滿足當今電子設備的各項要求。
近年來，軟開關技術在電力電子變換器中得到了廣泛的研究和關注。同時，能源需求日益增加并且傳統的化石能源所引起的環境問題也日趨嚴重，因此人們開始關注新型能源的發展和利用。那些可再生能源的發電技術，引起了全球各界的廣泛關注。然而這些新能源發電系統中，一般需要將較低的電壓（大約30-48V）轉換為較高的電壓（大約300-400V）輸出，從而來滿足用電設備或發電等用戶的需求。對DC-DC變換器的輸入電壓范圍也提出了更高的要求[1]。開關DC-DC變換器的寬輸入電壓范圍特性是通過調節開關管的占空比來實現[2]。要能使傳統的開關DC-DC變換器可以在一個較寬的輸入電壓范圍內保持恒定的輸出電壓，則需要使占空比能在較大范圍變化，從而會導致控制器設計復雜、系統穩定性較差等一系列問題。
1.開關電源發展現狀
如今，各國的研究課題方向主要集中在DC-DC開關變換器系統的建模及控制、拓撲結構的建立、開關器的實際應用開發、軟開關技術、降低設備的體積重量以及測試抗電磁干擾等。但是，在DC-DC開關變換系統器的建模及控制等一系列方向還沒有公認成套的方法，說明其理論方向上還存在較多明顯的不完善性。
目前，開關電源的抗干擾技術和防止電網系統的各項污染技術也早已引起各國專家們的密切關注。在本世紀，分布式的電源系統組成將著重于“電力電子的封裝技術”、“系統的集成"等領域。而現今新能在低壓工作、降壓很小的器件也已經開始陸續地進入了市場，有可以得到低壓輸出為1V和功率低至10mV的開關電源，并且其功率密度達每立方厘米5-6W，這樣便為小型化裝置微型化提供了有利條件。同時，還可以采用軟開關技術，可以使小功率開關的電源效率達到90%甚至更高，大功率電源可以達到95%以上。外形也可以做的更加輕薄、短小。總而言之，電源早已不再是又笨又重的舊型設備了，取而代之的是靈巧便捷、智能高效的新型裝置。雖然這幾年我國的開關電源技術也有了很快很大的的進步，同時理論研究和實際生產應用也已初具規模，但是國內的開關電源市場還需要進一步大力開拓，而相控電源是在我國現有的電源中占有市場份額較大的一種。因此，必須應用軟開關技術的電源取代其他各類的相控電源。對于當今的開關電源功率交換技術的發展趨勢，總體可以概括為四類：高效率、高頻率、零污染以及模塊化。
2.變換器概述
DC-DC變換器是屬于電子學功率的范疇，它涉及到控制理論、電力電子和電機學等多個學科，從70年代起發展至今，和這類變換器相關的理論研究和實際器件的開發也有了長足的進步與發展。
在電力電子設備領域，我們把整流器稱為一次電源，而把DC-DC變換器稱為二次電源。此外按照其輸入與輸出之間是否有電氣隔離之分，開關型的DC-DC變換器可分為有電氣隔離的隔離型DC-DC變換器與無電氣隔離的非隔離型DC-DC變換器。按照其能量的傳遞方向不同，DC-DC變換器又可分為電源只可向負載供電的單向與電源可向負載供電、負載也可向電源供電的雙向兩種。另外，按按照其開關器件的控制方式不同，開關型DC-DC變換器還可分為自激式變換器與他控式變換器。同時按照開關器件的開通條件不同，開關型DC-DC變換器也可分為軟開關(soft switching)和硬開關(hard switching)這兩種。
傳統Boost電路只有一個可以控制的功率開關管，因為其結構簡潔、效率較高等優點而得到了較為廣泛的應用[3]。但是當變換器前端的燃料電池、太陽能等直流源的電壓較低，而同時又需要輸出很高的電壓時候，功率開關管可能會經受很大的電壓、電流應力，同時輸入電壓越低，其開關的導通占空比也就會越大，甚至可能接近于1的臨界狀態，如此之大的占空比將直接導致系統效率的降低，此外由于實際中開關等器件的條件限制，開關的頻率也將不能進一步的提高。
此外，我們也了解到軟開關技術具有多項較為突出優點，其主要可以總結為以下幾點[4]：(1)通過軟開關技術能非常有效的降低開關管的導通和關斷時所候產生的損耗，而從提高變換器的工作效率；(2)在開關管導通和關斷損耗降低的同時，還可以提高其工作的頻率，這樣不但可以加快變換器的動態響應速度，還可以再次提高變換器的功率密度；(3)另外，軟開關技術也可以切實有效的降低變換器的電磁干擾，從而提高變換器的環境適應能力。
3.新型高增益關Boost變換器
新型拓撲如圖1所示，該拓撲采用輸入端的并聯方式，這樣可以有效減小開關管的電流應力，輸出端則是采用兩個儲能電容C1和C2的準串聯結構方式，既能降低開關電壓的應力又能減小其輸出電壓的紋波，這里的儲能電容準串聯結構方式指的是兩個電容并沒直接的串聯，而是在輸出端起到了串聯的作用。為了便于分析其工作原理，我們要做以下幾點假設：(1)所有的開關管、二極管都是理想器件（導通和關斷時間為零），并且關斷時的電阻為無窮大，導通時的壓降為零；(2)所有的電感及電容均為理想器件；(3)同時，輸出的電容足夠大（可近似看為無窮大），穩態時的直流輸出電壓為恒定值，并且紋波電壓忽略不計；(4)電感電流一直都處于連續工作的狀態。
這種新型的高增益關Boost升壓變換器，與傳統的單Boost或者關Boost變換器（如交錯并聯和三電平Boost變換器等）相比，具有以下明顯的優勢：(1)在相同占空比的情況之下，電壓增益提高很大，最高可以為傳統的關變換器的3倍左右，相當適合用于低電壓輸入、高電壓輸出的情形；(2)開關管的電壓應力大為減小，十分有利于具有低耐壓并且高速度開關器件的電路，從而來降低電路的損耗，達到提高電路的性能的目的；(3)采用交錯式控制技術，可以非常有效的減小輸入電流紋波及輸出電壓紋波。
另外，結合電壓舉升技術中的升壓優勢以及二次型變換器中寬輸入電壓范圍明顯優點的基礎之上，構想出一種新型關高增益Boost變換器，這種變換器不但具有直流增益高和輸入電流連續的特點，還有可以降低開關管的電壓應力的優勢，從而以便于選取具有較小的導通電阻的開關管來進一步提高變換器的效率。新型關高增益Boost變換器還具有輸入電壓范圍較寬、輸入電流非常連續、效率高等明顯優勢，它適用于光伏發電系統和燃料電池等新型能源之中。
4.雙管Buck-Boost變換器
在光伏發電中，光伏逆變器通常采用的結構是兩級式，即前級的DC-DC變換器和后級的DC-AC逆變器組合而成。前級DC-DC變換器主要的兩個任務是將光伏電池的輸出電壓轉換成所需的恒定的直流電壓；并且要實現光伏電池的最大功率跟蹤。后級DC-AC逆變器則是要將前級恒定的直流電壓轉換成交流電壓，并入電網中去。
光伏電池的輸出電壓不但與輸出電流有關，而且還和光照、溫度等氣候條件有關，變化的范圍較寬。圖2中所示的是由Buck變換器和Boost變換器級聯并簡化而得的雙管Buck-Boost變換器，它不但擁有升降壓的功能，而且還與Buck-Boost、Sepic、Zeta等其他變換器相比，具有無源元件少、開關管電壓應力低、以及輸入輸出極性相同等優勢，適用于各種寬輸入電壓范圍的場合[5]。
為了減小消除輸入電壓擾動對輸出電壓的影響，我們可以采取輸入電壓的前饋方法。常見的輸入電壓前饋方法有以下幾種：(1)可以讓鋸齒波信號的峰值或參考信號隨輸入電壓的變化而相應變化，以便實時的調節占空比；(2)可以根據變換器的直流傳輸增益的表達式，采樣輸入電壓實時計算的占空比；(3)可以通過變換器的小信號模型而推導相應的實現輸入電壓對輸出電壓的傳遞函數為零的前饋函數式，這個前饋函數的輸出信號一樣可以用于實時調節占空比。但是考慮到小信號模型是基于某一個直流的工作點，上述的前饋函數因此不適用于輸入電壓范圍比較寬，同時直流工作點也不停變化的場合。
無論是采用何種方法，其輸入電壓前饋的本質均是從輸入電壓擾動信號中獲取本身所需要補償的占空比，從而起到抑制擾動信號對其輸出電壓的影響的作用。同時又考慮到實際中的電路的并不是那么理想化，所以一般采用輸入電壓前饋和輸出電壓反饋同時作用，從而來調節輸出的電壓。如果一旦輸入電壓發生擾動，它所需要補償的占空比大部分都是由輸入電壓前饋所提供的，這樣使得其盡可能的減小輸出電壓反饋調節器本應該需要的補償量，從而減少調節器的響應時間。
5.新型四開關Buck-Boost變換器
假如提出一種四開關的Buck-Boost變換器，以其作為兩級式變換器的前級便可以使得額定輸入的電壓附近效率最高，然而同時其輸出的電壓變化范圍又較窄，從而可以為后級的優化實現和設計創造很有利的條件。
前級變換器能同時具備Buck與Boost兩種工作模式，這樣的話便可能讓額定輸入電壓附近的效率達到最高值。同時實現升和降兩種狀態的基本變換器有Buck-Boost、Sepic、Cuk和Zeta等。其中Buck-Boost和Cuk的輸出是反極性的，并且輔助電源和驅動實現起來比較困難；而Sepic、Cuk、Zeta變換器的無源元件很多，不太利于實現高功率的密度。所以綜上總結，這幾種基本拓撲機構均不適合使用。
Buck和Boost是最基本、最簡單的兩種變換器，它們輸出電壓分別低于和高于輸入電壓。但是額定輸入電壓附近的效率不是很高，同時因為其輸入的范圍較寬，所以整體的效率也不會很高。
因為全橋變換器具有拓撲結構簡潔并且控制方式簡單等眾多優點而被廣泛的應用在各類電源模塊中，因此可以嘗試選擇如圖3所示的變換器。
按照輸出電壓的調節方式來分類的話，兩級式變換器的控制策略可以大致分為以下兩種：(1)一級粗調或不調，另一級精調；(2)兩級都精調。
針對某些電源模塊具有很高的要求，這種方式是一種高效率、高功率密度并且適合輸入范圍較寬工作的四開關Buck-Boost變換器。提出的這種結構和控制策略可以保證高效率的同時還能實現額定輸入附近的效率最高，滿足未來各類模塊電源高效率以及高功率密度的需求。
6.總結
(1)通過閱讀了相應的國內外文獻，比較全面地掌握了開關電源的工作原理和電力電子中變換器的國內外發展現狀及其在研究與生產中的重要性，從來引入了目前一些Boost及Buck-Boost變換器所存在的一些個比較難以解決的技術性問題。
(2)本文隨后分別從新型高增益關Boost變換器、雙管Buck-Boost變換器、新型四開關Buck-Boost變換器分析了其各自的特點及其適用范圍，并且在理論上提出了一些控制策略。
參考文獻
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[4]陳武,阮新波,顏紅.DC/DC多模塊串并聯組合系統控制策略[J].電工技術學報,2009,