偏置電路設計范文

導語：如何才能寫好一篇偏置電路設計，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

關鍵詞： 硅PIN光電二極管； 偏置電路； 電子濾波器； 閃爍探測器

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）13?0159?03

Design and application of low?price bias circuit for Si?PIN photodiodes

JIA Mu?lin1， ZENG Guo?qiang2， MA Xiong?nan3

（1. Guangxi Radiation Environment Supervision and Management Station， Naning 530222， China； 2. Chengdu University of Technologe， Chengdu 610059， China；

3. China Institude For Radiation Protection， Taiyuan 030006， China）

Abstract： The Si?PIN photodiodes have been more and more widely used in the areas of weak light signal detection， but the result of detection is more likely affected by bias voltage and other factors. The high?stability bias voltage with low ripple coefficient is essential for accurately achieving the detected weak light singal. A Si?PIN photodiode bias circuit based on TPS61040 DC/DC boost converting chip was design and applied to the weak light signal detection of the NaT （Tl） scintillator. A good result was achieved.

Keywords： Si?PIN photondiode； bias circuit； electronic filter； scintillator detector

硅PIN光電二極管（以下簡稱SPD）作為一種成熟的半導體光電器件，因其特有的優勢在自控、通信、環保、醫療及高能物理研究等領域得到了越來越廣泛的應用，但其使用極易受所加偏置電壓的影響。因此，在實際應用中對SPD上所加的偏置電壓的要求非常苛刻，必須具備很低的紋波系數和良好的穩定性，這也就造成常用的SPD偏置電路成本較高。針對這一情況，本文將介紹一款基于TPS61040電壓轉換芯片的偏壓電路設計，并將其應用于NaI（Tl）+SPD輻射探測器的信號檢測。

1 硅PIN光電二極管與偏置電壓關系

1.1 SPD及其偏置電壓簡介

與普通光電二極管相比，SPD是由中間隔著本征層的PN結構成。當在PN兩端外加反向偏壓時，內建電場幾乎集中于I層，使得耗盡層厚度加大，增大了對光子的吸收和轉換有效區域，提高了量子效率；同時，PN節雙電層間距加寬，降低了器件本身的結電容，如圖1所示。使得器件的響應速度提高，有利于在微弱光脈沖信號檢測領域的運用；此外，結電容的降低減小了信號電荷在其上的分配，有利于為前置放大電路輸入更多的原始信號電荷。

圖1 偏置電壓與結電容關系

1.2 偏置電壓電平選擇

但偏置電壓不是越高越好，原因是SPD的暗電流隨偏壓的增加而增加，如圖2所示。當偏壓超過一定值時，暗電流隨偏壓呈線性增長趨勢，使得整個系統的信噪比迅速降低。在進行微弱光信號檢測時，若所加偏壓自身噪聲較大，將直接影響到有用信號的提取，甚至可能將有用信號完全湮沒。綜合SPD的特性曲線和實驗結果，一般將偏置電壓設定在24 V。

圖2 偏置電壓與暗電流關系

2 偏置電路設計

2.1 升壓芯片確定

通常，便攜式儀器配用的電源電壓為較低，無法滿足SPD偏置電壓電平24 V的要求，須進行升壓處理。目前，主要選用APD（雪崩光電二極管）專用升壓芯片（如：MAX5026，MAX1932等）構成SPD的偏置電路，但成本相對較高，且這類芯片升壓幅度遠超過SPD的需要，造成了一定的浪費。因此，設計一款低成本的SPD專用偏置電路是非常有必要的。

本文選用的TPS61040升壓芯片是一款由德州儀器公司生產的電感式DC/DC升壓轉換器，其主要特點是價格低、功耗低、轉換效率高。該芯片采用脈沖頻率調制（FPM）模式，開關頻率高達1 MHz；輸入電壓范圍為1.8～6 V，可選用的供電電源較為豐富，適用性強；最高輸出電壓可達28 V，可滿足絕大部分SPD的偏壓電平要求。

2.2 TPS61040工作原理

TPS61040的內部功能結構如圖3所示，其脈沖頻率調制模式（PFM）工作原理如下：轉換器通過FB腳檢測輸出電壓，當反饋電壓降到參考電壓1.233 V以下時，啟動內部開關，使電感電流增大，并開始儲能；當流過外部電感的電流達到內部設定的電流峰值400 mA或者開關啟動時間超過6 μs時，內部開關自動關閉，電感所儲能量開始釋放；反饋電壓低于1.233 V或內部開關關閉時間超過400 ns，開關再次啟動，電流增大。通過PFM峰值電流控制的調配，轉換器工作在不間斷導通模式，開關頻率取決于輸出電流大小。這種方式使得轉換器具有85%的轉換效率。芯片內部集成的MOSFET開關，可使輸出端SW與輸入端隔離。在關斷過程中輸入電壓與輸出電壓間無聯接，可將關斷電流減小到0.1 μA量級，從而大大降低了功率。

圖3 TPS61040的功能模塊

2.3 升壓電路設計

本文設計（圖4所示）采用5 V電池作為電源，輸出電壓+24.5 V。根據TPS61040的數據手冊可知反饋電平決定了輸出電壓的值，反饋電平又與分壓電阻直接相關，輸出電壓[Vout]可按如下公式計算：

[Vout=1.233*（1+RTRB）]

式中：[RT]和[RB]分別為上下分壓電阻，在電池供電的情況下，二者的最大阻值分別為2.2 MΩ與200 kΩ。在選擇反饋電阻時，應綜合考慮阻值與反饋電平的關系，較小的阻值有利于減小反饋電平的噪聲，本文中[RT]和[RB]分別選用阻值1 MΩ與51 kΩ的電阻，根據上式可得輸出的電壓電平為24.5 V。為減小輸出電壓的紋波，可在[RT]上并聯一補償電容。三極管[Q1]用于隔離負載與輸入電源。

圖4 升壓轉換器原理圖

2.4 濾波電路設計

根據PFM模式的工作原理可知，流過儲能電感的電流呈現周期性的變化，從而將其內貯存的磁能轉化為電能輸出，造成了偏置電路的輸出電平也呈周期性變化，波形近似為三角波，如圖5所示。這使得升壓轉換器輸出的電壓不能直接用于的SPD偏置。

要得到理想的偏置電壓，必須對其進行處理。本文采用電子濾波器來完成偏壓的濾波，電路原理如圖6所示。根據電子濾波器有放大電容的作用，可以用容量和體積均較小的電容來實現超大電容的功能，基本設計如圖6所示。通過濾波處理后，成功將偏置電壓的紋波控制在2 mV以內（見圖7），且整個偏壓電路體積較小，而且成本較低。

圖5 升壓轉換器輸出電壓波形

圖6 偏壓濾波原理圖

圖7 濾波后的偏壓

3 應用實例

本文選用的SPD為濱淞公司S3590?08型大面積硅PIN光電二極管，可用于閃爍探測器中光電轉換功能，選用的閃爍體為一塊體積Φ30 mm×25 mm的圓柱形NaI（Tl）晶體，通過一塊聚光光錐將NaI（Tl）晶體發出微弱光線匯集到S3590?08的受光面進行探測，并采用本文設計的升壓電路為S3590?08提供偏壓；選用的放射源核素為Cs?137。SPD輸出信號經過前置放大器（原理如圖8所示）處理后，輸出信號的波形如圖9所示，可見本文設計的偏置電路基本達到輻射信號檢測的需要。

圖8 前放原理圖

圖9 加有偏壓核脈沖信號波形

4 結 論

本實驗表明，基于TPS61040升壓轉換器的升壓電路是可以用作對偏壓要求較高的SPD的偏置電源，與采用APD專用偏壓芯片構成的同類電路相比，成本更低，且電路結構簡單、功耗較低、體積較小，具有一定的實際運用價值。

參考文獻

[1] 尼曼（美）.半導體物理與器件[M].3版.北京：電子工業出版社，2005.

[2] 凌球，郭蘭英.核輻射探測[M].北京：原子能出版社，1992.

[3] 侯振義.直流開關電源技術及應用[M].北京：電子工業出版社，2006.

[4] 薛永毅.新型電源電路應用實例[M].北京：電子工業出版社，2001.

篇2

關鍵詞：數控直流電源；穩壓電源；電壓源；電流源

中圖分類號：TM461文獻標識碼：A文章編號：10053824（2013）04006707

0引言

數控直流穩壓電源應用非常廣泛，是學習電子信息工程、通信工程、機電一體化、電氣自動化等電類專業學生必然涉及到的一個電工電子課程設計項目。全國大學生電子設計競賽曾于第一屆A題、第二屆A題和第七屆F題（電流源），全國首屆高職院校技能競賽樣題以及省級院校競賽都有涉及，用來檢驗學生的電子設計能力，可見其普遍性。

雖然較多論文都涉及，但電路設計的多樣性以及制作經驗篇幅鮮少，不足以使讀者完成作品并舉一反三。筆者參閱數十篇關于數控直流電源系統的設計，發現許多很難讀懂的問題。例如，給出參數設計輸出達20 V電壓，但運放直接驅動達林頓管明顯無法輸出達22 V以上。又如，通篇無關緊要的內容，唯獨缺少比較放大環節設計及關鍵電路的完整連接，也就是說DAC輸出到調整管之間內容匱乏，這也是本文解決問題的初衷。

直流穩壓電源按照功率管工作狀態，分為線性穩壓電源、開關穩壓電源2種。鑒于電類專業課程設計的需要，本文重點解析線性穩壓電源之關鍵設計，如與OP放大器設計聯系密切的部分，希望對讀者制作該項目或寫論文有所幫助。

1設計要求的性能指標與測試方法

1）輸出電流IL（即額定負載電流），它的最大值決定調整管（三端穩壓器）的最大允許功耗PCM和最大允許電流ICM，要求：IL （Vimax-Vomin）

2）根據輸出電壓范圍和最大輸出電流的指標，U/I可計算出等效負載阻值。例如，輸出電壓要求達30 V，最大輸出電流1 A，因此模擬負載應滿足從幾Ω到30 Ω之間，調整管耗散功率應滿足30 W以上，考慮加散熱片。

1.2質量指標

紋波電壓：是指疊加在輸出電壓Uo上的交流分量。在額定輸出電壓和負載電流下，用示波器觀測其峰一峰值，Uo（p-p）一般為毫伏量級，也可以用交流電壓表測量其有效值。紋波系數是紋波電壓與輸出電壓的百分比。設計中主要涉及濾波電路RLC充放電時間常數的計算。一般在全波式橋式整流情況下，根據下式選擇濾波電容C的容量：RL?C=（3-5）T/2，式中T為輸入交流信號周期，因而T=1/f=1/50=20 ms；RL為整流濾波電路的等效負載電阻。

穩壓系數Su和電壓調整率Ku均說明輸入電壓變化對輸出電壓的影響[2]，因此只需測試其中之一即可。電源輸出電阻ro和電流調整率Ki均說明負載電流變化對輸出電壓的影響[2]，因此也只需測試其中之一即可，具體操作參照指標的定義來實施。

2.2DAC接口電路的設計

2.3調整管控制電路、電壓采樣與電流采樣電路的

2.4ADC接口電路的設計、同時具備電壓源與電流源功能的設計

2.6具備電壓預置記憶存儲部分的設計

2.7保護電路的設計

2.8.2濾波電路的設計

3結語

曾經查閱數十篇類似穩壓電源電路圖，深感模擬電路設計的重要性。本文將電壓源與電流源的設計方案同時羅列，便于讀者理解設計要領。重點解析DAC輸出后的電路設計，圖中電壓、電流數據全部基于proteus交互式仿真完成。電路設計的連貫性、采樣電路取值、運放電路與驅動電路設計等，是同類論文較少論述的環節，可以有效解決目前存在的諸多問題，有助于讀者提高電路解析能力。僅此拋磚引玉，希望本文的設計能對讀者在實際工作中有所幫助，不當之處請多指教。

參考文獻：

[1]高吉祥.全國大學生電子設計競賽培訓系列教程――基本技能訓練與單元電路設計[M].北京：電子工業出版社，2007.

[2]鄧堅，楊燕翔，齊剛. 數控直流穩壓電源設計[J].計算機測量與控制，2008，16（12）：19911993.

[3]楊秀增，黃燦勝. 基于Nios II的高精度數控直流穩壓電源設計[J]. 電子設計工程，2009，17（9）：4749.

[4]許艷惠. 一種智能化高精度數控直流電源的設計與實現[J]. 微計算機信息，2007，23（32）：136138.

[5]DAC0832手冊.National Semiconductor Corporation DS005608[EB/OL].（20020120）[20121011]. http：///product/dac0832.

[6]岡村迪夫.OP放大電路設計[M].王玲，徐雅珍，李武平，譯.北京：科學出版社，2004.

[7]鈴木雅臣.晶體管電路設計（上）[M].周南生，譯.北京：科學出版社，2004.

[8]江海鷹，孫王強，孫杰，等. 實用高精度數控直流電流/電壓源[J].濟南大學學報：自然科學版，2006，20（3）：249251.

[9]彭軍.運算放大器及其應用[M].北京：科學出版社，2008.

[10]清華大學電子學教研組.模擬電子技術基礎簡明教程[M].3版.北京：高等教育出版社，2006.

[11]黃智偉.全國大學生電子設計競賽系統設計[M].北京：北京航空航天大學出版社，2011.

[12]陳光明，施金鴻，桂金蓮.電子技術課程設計與綜合實訓[M].北京：北京航空航天大學出版社，2007.

篇3

【關鍵詞】嵌入式CortexTM-M3 LM3S811 溫度檢測

豆漿是現代科學公認的營養品，隨著家庭生活條件的改善、生活水平的提高以及出于對食品安全的考慮，富含植物性蛋白的豆漿正以無可阻擋的魅力走進千家萬戶，本論文即采用 嵌入式單片機設計的一款豆漿機。

1 LM3S811單片機介紹

TI公司的Stellaris系列的單片機，能夠使用戶以傳統的8位和16位器件的價位來享受32位的性能。該系列單片機是針對工業應用方案而設計的，包括遠程監控、電子售貨機、測試和測量設備、網絡設備和交換機、工廠自動化、建筑控制、運動控制、醫療器械、以及火警安防等。

LM3S811單片機的優勢還在于能夠方便的運用多種ARM的開發工具和片上系統（SoC）的底層IP應用方案，能夠滿足各種需求。另外，該單片機使用了兼容ARM的Thumb?指令集的Thumb2指令集來減少存儲容量的需求，并以此達到降低成本的目的。因此，本設計采用LM3S811單片機作為控制芯片。

2 豆漿機工作流程與硬件設計

2.1 豆漿機工作流程

正常上電后按豆漿按鈕，蜂鳴器“嘀”一聲，指示燈亮。

（1）延時2秒、隨后加熱到80℃，打豆10秒后停5秒。

（2）自動加熱掛泡，停止加熱10秒。

（2）打豆10秒，停10秒如此循環6次。

（3）加熱到掛泡，如此循環3次。

（4）打豆10秒，停6秒如此循環6次。

（5）加熱到掛泡，如此循環6次。

完成后蜂鳴器提示音1秒一聲，一分鐘后轉至每間隔10秒蜂鳴器“嘀”一聲提示音，表示工作進程結束。

2.2 豆漿機硬件電路設計

全自動豆漿機硬件電路包括溫度傳感器電路、單片機最小系統以及輸出控制電路。

由于單片機內部有上拉電阻，所以按鈕電路沒有連接上拉電阻；用單片機引腳直接控制繼電器的方式驅動電加熱器與電機；溫度傳感器采用熱敏電阻KTY81-110，采用電阻串聯分壓法直接將熱敏電阻兩端的電壓輸入到單片機LM3S811的ADC中；采用變壓器降壓、整流、濾波后，經過3.3V穩壓器1117（3.3V）輸出，為豆漿機提供電源。通過這些電路設計，能夠實現全自動豆漿機系統。

3 基于LM3S811單片機的豆漿控制電路機程序框架

本設計為全自動豆漿機，采用狀態機描述進行編程。按照狀態機描述豆漿機不同得工作狀態，程序由C語言寫出，主程序由單片機初始化、溫度傳感器初始化、鍵盤初始化等等，程序框架如下：

include " LM3S811.h"

定義數碼管譯碼數組；

定義數碼管位選數組；

定義LED燈數組；

定義保存在FLASH中數據的數組；

定義定時標記變量；

定義其他全局數組與變量； //例如定時變量dsbl等

函數原型聲明；

void main（void）

{

定時器0初始化； //實現時間標記

定時器1初始化； //對定時變量定時

引腳初始化； //按鈕、水位電極、ADC、繼電器等引腳初始化

ADC初始化；

其他初始化語句；

while（1）

{

//按鍵處理語句；

{

功能選擇等按鈕語句； //按鈕變量anbl隨按下按鈕不同而不同

豆漿按鈕按下時，anbl=1； //對應指示燈亮，表示工作狀態

燒水按鈕按下時，anbl=2；

攪拌按鈕按下時，anbl=3；

若沒有按鈕按下，anbl=4；

需要按鈕抬起判斷語句；

}

//低水位電極、防溢出電極、溫度檢測

if（sample_time= =1）

{

檢測水位電極； //設置低水位標志，若是低水位，低水位標志為1

檢測防溢出電極； //設置防溢出標志，若是溢出，防溢出標志為1

ADC轉換溫度值、數字濾波語句，轉換成溫度值。

sample_time= =0；

}

//狀態機

if （state_time= =1）

{

狀態機語句；

state_time=0；

按鈕變量=0

}

//輸出語句：

4 結論

TI公司的Stellaris系列的單片機，LM3S811單片機與Stellaris系列的所有成員是代碼兼容的，這為用戶提供了靈活性，能夠適應各種精確的需求，必將得到越來越廣泛的應用。

參考文獻

[1]都業弘.我國大豆磨{行業現狀及發展[J].食品科學，1999（02）：28-29.

[2]李延鵬.ARM嵌入式系統開發與應用完全手冊[M].北京：中國鐵道出版社，2013.

通訊作者簡介

周立平（1979-），男，現為中國電子科技集團第二研究所工程師。研究方向為自動控制。

篇4

簡要介紹了某制冷型長波576×6元紅外焦平面探測器，并根據探測器要求設計了紅外成像系統的硬件電路。電路主要包括探測器偏置電路、時序驅動、紅外模擬信號調理、數字化及存儲、數字視頻處理、視頻輸出接口電路。其中紅外數字視頻處理電路設計采用FPGA+DSP構成的可重構柔性平臺，實現探測器信號讀出、A/D采樣及掃描成像等時序生成、圖像數據排序整理、非均勻性校正、圖像增強等核心功能。實驗結構表明，該電路設計合理可行，達到了預期的目的。

【關鍵詞】長波576×6元探測器 偏置電壓 模數轉換 非均勻性校正

高分辨率紅外成像系統在機載光電雷達、紅外搜索與跟蹤系統、全天候偵察監控等領域的需求越來越迫切。本系統電路設計采用了制冷型長波576×6元紅外焦平面探測器，采用線列掃描的方式產生紅外圖像。探測器包括16 通道模擬信號輸出，平均峰值探測率D*不低于2.2×1011cmHz1/2/W，最高讀出速率5MHz，適用于各種先進的掃描型紅外成像系統。

本文介紹了采用制冷型長波576×6元紅外焦平面探測器設計的紅外掃描成像系統。該系統使用低噪聲高精度的電壓基準源提供探測器偏置電壓，用FPGA實現整個系統的時序同步及紅外信號AD轉換采集和圖像數據排序，使用DSP實現非均勻性校正、圖像增強處理以及視頻信號輸出。該系統最終可輸出標準的PAL制視頻信號，圖像分辨率為576×512 像元，經試驗能夠滿足紅外目標的掃描搜索和實時跟蹤需要。

1 探測器介紹

長波576×6元碲鎘汞紅外焦平面探測器杜瓦制冷機組件，探測響應波段為7.5μm～10.3μm，該探測器杜瓦制冷機組件（DDCA）主要包括兩大部分：高靈敏度的長波576×6元紅外焦平面探測器和斯特林制冷機。光伏陣列由576列組成，每列6個像元，讀出電路對每一列的6個像元進行時間延遲積分（TDI）。光電二極管陣列由兩組個數為288列的通道模塊組成。

探測器積分時間可調，多種增益可調，可進行雙向TDI掃描。微杜瓦采用金屬密封結構、吸氣劑用來保持長時間的真空度、高效冷屏設計。制冷機制冷效率高，整機振動和噪音小，可靠性高。

1.1 紅外焦平面電學接口

紅外焦平面探測器的電學接口主要包括3部分：輸入偏置電壓，輸入時序，輸出紅外模擬信號。見下表1。

1.2 時序要求

紅外焦平面探測器運行需要3個時序信號：主時鐘MC，積分信號INT，串行接口設置輸入數據。主時鐘MC具有最大頻率5MHz和50%的占空比，主時鐘是整個電路同步工作的基礎。每個時鐘周期輸出一列信息。作為最佳選擇，最小幀周期應為38個主時鐘周期。積分信號INT，為積分時間和讀出時間控制信號。積分時間由經過2.5個主時鐘周期移位的INT高電平決定。INT的下降沿控制積分信號的采樣。2.5MC周期后，積分電容被復位到VR，積分結束。

紅外焦平面探測器的工作時序如圖1-1所示

串行接口SERDAT是在每一幀中，加載到控制寄存器的串行輸入數據。30位的控制寄存器用于建立和保持對芯片的配置。每次上電時，需要重新加載一次SERDAT信息。控制寄存器位定義見下表2。

2 硬件電路設計

紅外成像系統的硬件電路組成如圖2所示，主要包括探測器電壓偏置電路、探測器時序驅動，紅外模擬信號預處理電路、紅外信號AD轉換電路、圖像數據FIFO暫存電路，紅外數字圖像處理電路、數字圖像輸出接口電路等。其中紅外數字圖像處理電路由DSP+FPGA紅外數字視頻處理電路實現探測器的時序驅動、AD采樣時序、掃描成像時序、圖像數據排序整理、非均勻性校正、圖像增強等功能，設計采用FPGA+DSP相結合的方式來完成。

2.1 偏置電壓及時序驅動設計

要得到紅外焦平面探測器的紅外輸出模擬信號，首先要給探測器提供滿足要求的偏置電壓和時序驅動，由表1可知，探測器需要5個偏置電壓，其中Gpol電壓可調，其他電壓為固定值，所有偏置電壓都有精度高，噪聲低的要求，一般的LDO電壓轉換電路滿足不了精度和噪聲要求，需要專門設計。可調偏置電壓Gpol先用低功耗高精度的數模轉換器DAC7311產生，再濾波加射隨電路以提高驅動能力，DAC7311的輸入端由DSP程序控制，可在調試階段通過編程改變輸出電壓值。固定偏置電壓全部采用了電壓基準源供電，VDDA和VDD分別用LT1461AIS8-5提供，LT1461是一款高精度，低溫漂的電壓基準源，電壓準確度不超過0.04%，能夠滿足±0.05V的偏差要求，并且能提供至少50mA的輸出電流，可以滿足探測器40mA的要求，不用另外加射隨電路驅動。VR的電壓值不是常用的電壓基準值，所以先用LT1461AIS8-5產生5.000V的基準電壓，再分別用1%精度的電阻分壓得到相應的電壓值，再使用射隨電路提供給探測器。例如VR電壓的生成，如圖3所示。

探測器的時序信號包括兩部分，時序信號和控制寄存器，用FPGA實現。硬件電路設計采用ACTEL公司的A3P1000電路，輸入時鐘為20MHz，四分之一分頻后得到整個系統的主時鐘MC，再用Verilog編程語言以主時鐘為基礎產生探測器的積分信號。

探測器的控制寄存器用于增益、掃描方向、像元替代選擇，數據字及地址字。每次上電后，用DSP將設置數據寫入FPGA的RAM寄存器，數據在MC時鐘下的同步下順序寫入探測器的SERDAT管腳。

2.2 AD采樣及存儲電路設計

制冷機將溫度制冷到約80K并穩定后，給探測器送偏置電壓和時序信號，探測器會在時序信號驅動下輸出紅外模擬信號，16路模擬信號在同一個主時鐘MC同步下同時輸出，模擬信號先使用運放電路處理，再經過低通濾波進入AD轉換電路。為降低噪聲，提高信噪比，運放電路和AD電路的供電都經過了濾波處理，數字地與模擬地進行隔離，防止數字地上的噪聲進入模擬地。

本設計的運放電路選用LT公司低噪聲低失真，高速軌至軌運放電路LT1806，噪聲低至3.5nV/ 。AD轉換電路選用了AD公司14位的模數轉換電路AD9240，最高采樣時鐘10MSPS，信噪比77.5dB，數據在輸入時鐘的上升沿采集，轉換時間需要3個時鐘周期，轉換后的16路AD數據先緩存在FIFO存儲器中，等待FPGA排序處理。電路設計見圖4所示。

AD數據存儲電路選用IDT公司的IDT72T7295，IDT72T7295是高速大容量FIFO電路，能夠兼容多種數字電平，并且輸入輸出數據總線多種可選，該設計中使用了4片FIFO，每片使用X72inX18out的模式，這樣可以將每4路64位的AD數據合并為一路數據，16路AD數據在進入FPGA之前最終被合并為4路，再經過FPGA排序，形成含有576個像素的一行圖像。

2.3 數字圖像處理電路

數字信號處理器DSP選用TI公司的TMS320DM648，該處理器時鐘頻率高達1.1GHz，具有千兆以太網接口，外部DDR2存儲器接口，數據傳輸速度快。增強的EDMA3控制器提高了讀取數據速度。DM648對EDMA讀入內部RAM的圖像進行非均勻性校正，直方圖統計，壞像元檢測及替換，然后進行圖像增強后，送到FPGA中緩存用于顯示。FPGA產生探測器需要的時序驅動外，還產生整個系統的時序同步信號，并將視頻的行場同步信號送給掃描控制電路。

2.4 視頻顯示電路設計

數模轉換電路選用AD公司的ADV7123，ADV7123包含3路10bits的視頻D/A轉換器，行場同步信號，行場復合消隱信號，時鐘信號。因為紅外圖像反映的是目標熱輻射分布情況，只有灰度值。ADV7123的行場同步信號和消隱信號是疊加在綠色通道上的，所以FPGA將DSP處理好的紅外數字圖像送ADV7123電路的G[9：0]通道，紅色和藍色通道接地。DA轉換后的實時圖像如圖5所示。

3 結論

經過實時測試和實際驗證，設計的硬件電路完全滿足系統的要求，探測器偏置電壓設計產生的電壓噪聲低，精度高，時序驅動信號穩定。AD轉換及存儲電路能夠實時轉換16路視頻信號并存儲下來，高速DSP+FPGA的數字處理電路能夠實時完成數字紅外圖像處理，將處理好的圖像送DA電路顯示或者通過千兆網口送給上位機做圖像跟蹤監控。該電路系統設計最終輸出的圖像清晰穩定，達到了預期的目的。

參考文獻

[1]簡獻忠等. MCT1024 紅外線列掃描成像系統[J].紅外技術，2001.

[2] 范宏波等.288×4熱像儀掃描速度與系統積分時間的匹配研究[J].紅外技術，2007.

作者簡介

李轉令（1979-），女，現為中國電子科技集團公司第二十七研究所光電部工程師。主要研究方向為紅外成像系統研究及嵌入式電路設計。

篇5

關鍵詞：LNA；匹配；共源共柵；SiGe

中圖分類號：TN722.3

低噪聲放大器（LNA）已經廣泛應用于GPS接收機、雷達、電子對抗、大地測繪、遙感遙控、微波通信以及各種高精度的微波測量系統，是射頻微波電路和系統不可或缺的組成部分。

1 低噪聲放大器電路設計

1.1 低噪聲放大器電路原理圖

本文利用TSMC 0.35um RF SiGe工藝庫，在cadence軟件上設計了3GHz窄帶兩級低噪聲放大器。

低噪聲放大器原理圖如圖1所示，Cin和Cout是隔直流電容，Cin，Lb和Le構成了輸入級的匹配，而Cox相當于增加了Q1的Cπ，在設計中使得輸入匹配有了更多的自由度，且對噪聲系數影響很小。但是由于起到了反饋的作用，故對增益有所降低，因此在設計中需要對其值進行折中考慮。

圖1 窄帶兩級低噪聲放大器原理圖

Q1和Q2，Q3和Q4分別構成共源共柵（cascode）結構，通過級聯聯系起來。

1.2 cascode結構

雙極晶體管一般在低噪聲放大器中有共射、共集和共基三種接法，每種接法各有優缺點。共基級放大器輸入阻抗低，在很高的頻率上，一般具有寬帶電流放大能力且線性度好，而共射級放大器輸出電阻與集電極的電阻有關[1]。綜合考慮，本文中所采用的電路結構為共基和共射組成cascode結構一起使用。如圖2所示。

2 結論

根據現實問題的應用需要，本文設計了一個S波段窄帶低噪聲放大器。針對具體指標性能的需求，文章首先分析了電路設計的一些問題，如主電路結構的選取、輸入匹配、電路偏置等的設計，提出了用兩級串聯負反饋的cascode結構來設計該電路。

參考文獻：

[1]康華光.電子技術基礎模擬部分（第五版）[M].北京：高等教育出版社，2006-1：147-148.

[2]Ganguly，A.K，Webb，D.C.Microstrip Excitation of Magnetostatic Surface Waves：Theory and Experiment[J].IEEE Trans Microwave Theory Tech，1975，23（12）：998-1006.

篇6

自舉電路有著較多的功能，其可以利用電容兩端電壓無法瞬間突變的特點，改變電路中某點的瞬時電位，在射極跟隨器電路中（圖1），設輸入電阻為Ri，在偏置電路中加入的電阻為R3，加入R3后，電路中輸入電阻值會增加，用公式表示為：Ri=[R3+（R1//R2）]//[rbe+（1+β）（R4//RL）]根據公式可以得知，R3越大，輸入電阻則越大。R3的取值并不任意的，R3太大會偏離靜態工作點的要求，在偏置電路中，通過偏置的方式提高輸入阻抗，效能并不是無限的。在該電路中加入電容C3，可以得到如圖2所示的電路，在圖2的電路中，電容C3的容量增加后，B點的電壓變化與輸出端電壓變化情況一致，R3兩端電壓變化可表示為Ui-Uo，流過R3的電流為IR3，用公式表示為：IR3=（Ui-UB）/R3=（Ui-Uo）/R3有上述公式可以得知，當Ui發生改變后，Uo也會相應的變化，二者的數值比較相近時，流過R3的電流最小，R3對交流會呈現出最大的阻抗，所以，射極跟隨器的輸入阻抗會大大提高。自舉電路是利用自舉電容控制電路，提高電容一端的電位，可以控制另一端的電位。C3就屬于自舉電容，自舉也被稱為特殊形式的正反饋。

2自舉電路在電路設計中的應用

2.1利用自舉電路提高射極跟隨器的輸入電阻

射極跟隨器有著自身的特性，其輸入阻抗比較高，而輸出阻抗卻比較低，在電子線路中有著廣泛的應用。很多射極跟隨器電路的基極都采用的是固定偏置電路，這種電路的工點穩定性一般較難保證，所以需要將其改為分壓式偏置，這一改動有效解決了工點不穩定的問題，但是由于電阻的阻值會受到限制，所以，在分壓式偏置的射極跟隨器電路（圖3）中，輸入電阻可表示為：Ri=[R1//R2]//[rbe+（1+β）（R4//RL）]通過電路輸入電阻的公式可以得知，R1，R2的取值受到限制后，輸入電阻Ri的取值也相應的減小了，影響了射極跟隨器輸入電阻優勢的發揮。為了解決這一問題，必須增加輸入電阻的大小，并保證工作點的穩定性，可以在電路中增加電阻R4，或者加入電容C3，即在電路設計中合理的應用自舉電路，利用自舉電容，改變電路中射極跟隨器的性能指標。通過上述分析可知，將輸入信號設為Ui，射隨器的輸出電壓可表示為Uo=Au*Ui。由于射極跟隨器的電壓增益Au的近似值為1，所以，Ui與Uo的大小幾乎一致，通過電阻R3的電流可表示為IR3=（Ui-Uo）/R3流過R3的電流是比較小的，但是R3支路對交流信號的等效R3數值卻比較大，R3=Ui/IR3=R3/（1-Au）電路輸入電阻可以表示為Ri=R3//[rbe+（1+β）（R4//RL）]≈rbe+（1+β）（R4//RL）由上述公式可知，在加入電阻R3與電容C3后，射隨器的輸入阻抗值有所提高。

2.2利用自舉電路擴大電路動態范圍

利用自舉電路可以擴大放大器的輸出動態范圍。圖4所示是一個典型的OTL電路，圖中C3是自舉電容，C3、R3、R5組成自舉電路。當未加C3(即將C3開路)時，在輸人信號ui為正半周最大值時，可使三極管Ti臨界飽和，T3的基極電壓很低，從而使幾接近飽和，輸出電壓的最大負峰值為UCE（sat）-Vcc/2≈-Vcc/2加人自舉電容C3后，靜態時P點對地的電位為UP=Vcc-ICQ*R5，R5是隔離電阻，其作用是為了防止輸出信號通過自舉電容短路，通常取值很小，因此可以認為UP=Vcc，而E點對地直流電位為UE=Vcc/2。因此自舉電容C上的直流電壓為Uc=Vcc/2。由于Up=Uc+uE=Vcc/2+uE，即Up會隨UE的升高而自動抬高。當Uo接近Vcc/2時，UE的瞬間電位可達VCC，此時Up=Vcc+Vcc/2=1.5Vcc，從而能保證供給T2基極足夠大的基極電流，使其達到飽和狀態，使輸出電壓的正、負半周幅度對稱。使負載上能夠獲得足夠大的輸出電壓，即擴大了電路輸出電壓的動態范圍。

2.3利用自舉電路提高電路增益

設T1為核心構成共射電路，以T2為核心構成的是射隨器，G3為自舉電容。電路輸出電壓跟隨N點的電位變化而變化，通過C3的反饋將輸出電壓反饋到M點，使M點的電位也跟隨N點電位的電位變化而變化，實現自舉。其結果使M點的電位與N點電位很接近，使流過Rc2的交流電流大大減少，這就相當于提高了Rc2的交流等效阻抗，從而提高了電路的增益。利用幾管產生自舉作用，不僅提高了電路的增益，而且也使電路輸出的電阻大大增加，所以適用于后級放大電路輸人阻抗較高的場合。

3結語

篇7

關鍵詞： 沃爾曼電路； MOS管； 閾值電壓； 鏡像電流源

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）10?0125?03

0 引 言

所謂沃爾曼電路，就是將場效應管縱向堆積起來，將下面器件的漏極與上面器件的源極連接起來，將上面器件的柵極交流接地，這樣連接的場效應管看作一個器件、并以源極接地來使用的電路[1]。

沃爾曼電路因為能夠大大提高放大電路的增益，以及無需增加額外的電流消耗級就可得到高性能的鏡像電流源，從而得到廣泛的應用。為了減小在動態損耗，管子最好工作于臨界飽和的區域，所以沃爾曼電路管子的偏置電壓很重要。

隨著場效應管技術的進步，大規模集成電路的特征尺寸越來越小，但是即使在低電壓的情況下也會帶來溝道長度調制效應和載流子的倍增效應等諸多問題，而最大直流電壓增益的減小會直接影響總的放大電路的增益。用最小特征尺寸場效應管實現的沃爾曼電路可以同時實現輸入/輸出高隔離，高輸出電阻，寬頻帶，高直流電壓增益和良好的頻率響應等特征。鏡像電流源任何時候它的輸出電流僅僅取決于輸入電流，而與輸出端的電壓無關。輸入電流與輸出電流的比例取決于場效應管的尺寸比例[2?3]。電流源電路經常用于模擬電路中，為各級放大電路提供合適的靜態電流，或者作為有源負載取代高阻值的電阻，從而提高放大電路的放大能力。

1 常規的MOS沃爾曼電路

常規的MOS沃爾曼電路如圖1所示，場效應管T3相當于一個放大器，其引入的負反饋穩定輸出端場效應管T2偏置電壓。為了達到穩定效果，必須讓管子工作于合適的區域，T1管開始工作于可變電阻區，電路沒有調節功能；進入飽和區后，當輸出電壓接近0.5 V時，T3管開始起調節作用[4]。即使T2進入可變電阻區依然有調節作用，但是輸出信號的動態范圍變大。

2 改進的MOS沃爾曼電路

2.1 電路設計

可以看出，所設計的沃爾曼電路達到了減小調節閾值電壓的目的。常規沃爾曼電路開始調節的門檻電壓接近0.5 V，而改進的沃爾曼電路幾乎從一開始就開始調節，調節電壓接近0 V。

3 用改進的MOS沃爾曼電路設計的鏡像電流源

電流源的電路特點是輸出電流穩定，輸出交流電阻大。電流源電路經常用于模擬電路中，為各級放大電路提供合適的靜態電流，或者作為有源負載取代高阻值的電阻，從而提高放大電路的放大能力[6?7]。

用改進的沃爾曼電路設計的鏡像電流源如圖4所示。

當輸入電壓為0～5 V變化時輸出電流與輸入電流的關系如圖5所示，可以看得出該電路是一個性能良好的電流源。該電路無論是正電源還是負電源情況下性能都很良好。

4 結 語

從仿真結果可以看出，動態范圍不變的情況下，改進的沃爾曼電路開始調節的閾值電壓減小了。用改進的沃爾曼電路設計的鏡像電流源當是一個性能良好的電流源。改進的沃爾曼電路可以用來實現鏡像電流源電路和電壓放大電路從而獲得較好的性能。

參考文獻

[1] RAZAVI B. Design of analog CMOS IC [M]. [S.l.]： McGraw Hill， 2001.

[2] WANG Dong?hui. CMOS bandgap reference with low supply voltage [J]. Chinese Journal of Electron Devices， 2005， 28（4）： 806?808.

[3] ZHANG Duo?yun. Design of low supply voltage bandgap voltage reference with novel bias circuit [J]. CJED， 2006， 29： 169?171.

[4] YEONAM Yun， HEE?SAUK Jhon， JONGWOOK Jeon， et al. Small?signal modeling of MOSFET cascode with merged diffusion [J]. Solid?State Electronics， 2009 （53）： 520?525.

[5] 鈴木雅臣.晶體管電路設計[M].北京：科學出版社，2004.

[6] SARAO J， WANG Z J， WU Y L， et al. An improved regulated cascode current mirror [J]. Solid?State Electronics， 2002 （46）： 307?312.

[7] 任美輝，趙玉梅，梁原華.鏡像電流源原理及其應用電路[J].電測與儀表，2006（4）：34?36.

篇8

關鍵字：電荷泵，鎖相環，自偏置共源共柵電流鏡，電壓跟隨

Design of a High-performance CMOS Charge Pump

DUAN Ji-hai , GU Ge , QIN Zhi-jie

（School of Information & Communication, Guilin University

of electronic Technology, Guilin 541004）

Abstract:A CMOS charge pump for CPPLL is designed. Through the current mirror image from three blocks of the cascade current mirrors with self-bias and wide-swing, the output impedance of the circuit is increased, and the current matching is also improved. In order to reduce the charge sharing, a semi-differential-type current switch with a voltage-follower is employed. The circuits is verified with Spectre simulator in 0.18-μm standard CMOS process, and the simulation shows that the current matching precision is up to 0.9% during 0.4V~1.3V, while the operation frequency, 250MHz.

Keywords: Charge pump; Phase-locked loop; Self-bias cascade mirrior; Voltage-follower

1引言

CMOS電荷泵鎖相環電路（Charge Pump Phase-locked Loop, CPPLL）具有高速、低功耗、低抖動、低成本等優點，在頻率合成、時鐘恢復等電路中被廣泛采用。作為電荷泵鎖相環里的一個關鍵模塊，電荷泵在電路實現時，卻往往存在著開關延遲、充放電電流失配、電荷注入及電荷共享等非理想效應。對于高性能鎖相環的設計而言，應盡量減小相位噪聲及雜散[6]的產生，使輸出電流更平滑，輸出電壓諧波分量更低，減小開關延遲。本文提出了一種基于偽差分結構的具有高輸出阻抗和高充放電流匹配率的電荷泵電路。

2電荷泵設計分析

電荷泵主要功能[3]是將鑒頻鑒相器（PFD）的輸出信號UP和DOWN轉換為模擬的連續變化的電壓信號，用于控制壓控振蕩器（VCO）的振蕩頻率。當PFD的UP輸出信號起作用時，電荷泵的電流源對環路濾波器進行充電，VCO的壓控端電壓升高，VCO的振蕩頻率也相應改變，反之，DOWN信號使電荷泵電流沉對環路濾波器進行放電，VCO的壓控電壓信號降低。當VCO振蕩頻率和相位與參考信號相同時，電荷泵的輸出信號應該保持一個常值。但是傳統的電荷泵（如圖1所示）存在多種非理想效應，比如電荷泄漏、充放電電流失配、電荷共享、泵開關的延遲等[1][7]。一個好的電荷泵設計應該力求把以上情況降到設計規范之內。

2.1 電流失配

當UP和DOWN信號控制電荷泵充放電時，會產生電流失配和泵開關時間延時問題。由此引起的系統相位偏差表達式如（1）所示[1][7]：

其中，Δton、Tref、I和ΔI分別表示PFD開通時間、參考時鐘周期、CP電流和充放電流偏差。從上式得知： Tref不變的情況下，減小ΔI、Δton和增大I有利于減小系統相位偏差。但是為了克服PFD的死區效應，我們一般需要保持一定的開通時間,所以，減少失配電流和增大電荷泵電流是減小PLL相位誤差的行之有效的手段。

2.2 電荷共享

由于電荷泵充電電流源和放電電流源的漏極存在寄生電容，當電荷泵電流源都關斷時，電流源漏極寄生電容分別被充電到VDD和放電到地。在下一個鑒相時刻的電荷泵電流源都打開的狀態時，由于兩個寄生電容上的電荷變化量不可能相同，會有剩余電荷注入環路濾波器中，引起VCO壓控電壓發生變化，造成壓控信號產生紋波。通常減小電荷共享的手段是采用差分結構的電荷泵電路[8]。

針對以上一般電荷泵所存在的缺點，本文提出了一個高電流匹配度、高穩定輸出電壓的電荷泵電路。

3高性能電荷泵設計

現在CPPLL通常采用無死區的PFD。這種PFD在鎖相環鎖定的情況下依然有等脈寬的UP和DOWN輸出。這就要求電荷泵需要做到電流匹配。由于單一CMOS管實現的電流源的有限電阻，在不同的源漏電壓下電流存在較大的變化。為了在1.8V低壓條件下實現較寬電壓范圍的恒定電流輸出，本設計采用自偏置高擺幅共源共柵鏡像電流鏡[6]，如圖2所示。

自偏置共源共柵電流鏡能夠增大電流源的內阻，其小信號模型的輸出電阻表達式如（2）所示[5]：

由（2）可以看出，共源共柵電流結構增大了泵電流源的輸出電阻。選取合理的寬長比可以增大M2管的跨導gm2，同時減小其溝道調制效應，使電流源的內阻最大化。自偏置結構使得電流源的開啟電壓降為VM 4on+VM 2on，比普通的共源共柵的開啟電壓Vth+2VM 4 on更低，適合低電壓條件下的運用。M4管的寬長比和電阻R1的電阻值可以通過（3）計算出來：

需要注意的是M1、M2存在襯底偏置效應，設其背柵為Vbs，則其閾值電壓：

電流源的電流誤差率（current error ratio）定義為：

電流鏡對MOS管的寬長比及版圖的對稱性要求很高，已有大量的資料對其做了講述[2][9]。

為了減小電荷泵CMOS開關引起的電荷共享問題，本文采用增加啞（dummy）電路[4]來改善電路性能，如圖3所示。

其中，NM3、PM3，NM4、PM4為主電路，NM1、PM1，NM2、PM2組成啞電路，啞電路的存在使得電荷泵具有兩條支路，在同一時刻，兩條支路中總有一條支路是導通的，這樣就避免了電荷泵無電流流過而引起的電荷共享。Vc和Vcon之間通過一個電壓跟隨器連接起來，使得啞支路與主支路的節點電壓相同。因此，在鎖定情況下，電荷泵不會出現周期性的充放電情況。

為了在低壓下實現較寬動態范圍的電壓跟隨，本設計采用了軌至軌（rail-to-rail）緩沖器作為電壓跟隨器，如圖4中虛線框內所示。電壓跟隨器為二級放大器結構，輸入級采用雙差分放大器并聯的軌至軌結構，增大了輸入動態范圍和增益，其中，PM13、NM13為電流累加管，寬長比分別是PM14和NM14的兩倍，輸出節點用MOS管電容作為負載，目的是進行頻率補償，穩定輸出電壓信號。圖4為本文所設計的電荷泵的完整電路圖。

本文為全文原貌 未安裝PDF瀏覽器用戶請先下載安裝 原版全文

本設計電流鏡鏡像的恒定電流為100μA；采用對稱的共源共柵電流源實現對電流源和電流沉的匹配，在電壓跟隨器的輸出端增加一個20pF的電容，使得該節點更加穩定。

4仿真結果

本電荷泵設計采用0.18-μm標準CMOS工藝，使用Cadence軟件集成的Spectre 仿真工具對電路進行設計仿真驗證，從仿真結果可以看出，電荷泵的電流在0.35V到1.3V的直流掃描范圍內CER

5結論

本論文分析了傳統電荷泵的工作原理及存在的問題，在此基礎上設計了一個結合了對稱自偏置高擺幅共源共柵電流源和差分泵開關的電荷泵，電荷泵電流為100μA。在版圖面積和電路性能之間經過優化設計，實現了高精度的泵電流的匹配和較高的工作速度以及較小的電荷注入。整體上滿足了較高要求的應用環境，適用于高速高精度低壓要求的電荷泵鎖相環路。

參考文獻

[1] Rhee W.Design of high-performance CMOS charge pumps in phase-locked loops. IEEE International

（下轉第15頁）

Symposium on Circuits and Systerns.1999,2:545-548

[2] R.Jacob Baker,Harry W.Li,David E.Boyce.CMOS電路設計.布局與仿真[M].北京：機械工業出版社,2006年1月

[3] Diego Armaroli,Valentino.Liberali,and Carla Vacchi. Be- havioural analysis of Charge-pump PLL’s. IEEE Circuits and Systems, 1995,2:893-896

[4] 王炬，來金梅等.用于高速PLL的CMOS電荷泵電路[J].復旦學報（自然科學版）,2005,44（6）:929-934

[5] 胡錦,龍暉,易鋒.一種高電流匹配精度電荷泵電路設計[J].宇航計測技術,2007,27（2）:45-49

[6] 薛紅,李智群等.低雜散鎖相環中的電荷泵設計[J].半導體學報,2007, 28（12）:1988-1992

[7] Jae-ShinLee, Min-SunKeel. Charge Pump with Perfect Current Matching Characteristics in Phase Locked Loops.

IEEE Electronics Letters. 2000,36（23）: 1907-1908

[8] Rhee W. Design of high-performance CMOS charge pumps in phase-locked loops. IEEE International Symposium on Circuits and Systerns.1999, 2:545-548

[9] Hastings,Alan.模擬電路版圖的藝術[M].北京:清華大學出版社,2007年4月

作者簡介

段吉海，工學碩士，副教授，碩士生導師，主要研究方向：寬帶和超寬帶通信集成電路設計、EDA技術及應用、專用集成電路設計;

篇9

【關鍵詞】超寬帶低噪聲放大器ADS仿真噪聲系數

低噪聲放大器（LNA）是現代微波通信、雷達、電子戰系統中的重要部件，它處于接收系統的前端，對天線接收到的微弱射頻信號進行線性放大，同時抑制各種噪聲干擾，提高系統靈敏度。由于LNA在接收系統中的特殊位置和作用，該部件的設計對整個接收系統的性能指標起著關鍵作用。本文介紹了一種超寬帶低噪聲放大器的設計方法。設計時首先根據性能指標要求選擇合適的有源器件，確定相應的工作狀態和偏置條件，使器件工作在絕對穩定狀態，然后合理設計匹配電路和負反饋電路，最后對整體電路進行優化。設計中采用射頻電路仿真軟件ADS[1]對電路進行CAD輔助設計并給出了仿真結果。

一、低噪聲放大器電路設計

1.1放大器的各項指標與設計方案

放大器需要滿足的指標：工作頻帶100-400MHz，噪聲系數（NF）小于0.3dB，帶內增益大于32dB，帶內增益平坦度±0.5dB以內，輸入輸出駐波比小于1.8。考慮到增益和噪聲系數要求較高，采用E-PHEMT晶體管（ATF54143）[2]，安捷倫公司提供了其精確的ADS模型，便于仿真，而且工作時不需要負的柵極電壓，便于單電源供電。

晶體管的功率增益在頻率高端隨著頻率的增加以6 dB/倍頻程下降，因此設計寬帶放大器時必須使用相應的方法補償此增益滾降，且保證整個頻帶內的穩定性，所以要考慮寬帶阻抗匹配及選擇恰當的電路形式。寬帶放大器有以下幾種：①分布放大器；②平衡放大器；③有耗匹配放大器；④負反饋放大器。通過比較，雖然負反饋放大器各個特性的改良是以略微增加噪聲為代價的，但這種電路形式仍不失為所需頻段內綜合效果最優的方法，因此采用負反饋形式。

1.2偏置和負反饋電路

1.3穩定性分析

因為有源器件都存在內部反饋，反饋的大小取決于放大器的S參數、匹配網絡以及偏置條件，當反饋量達到一定程度時，將會引起放大器輸入或輸出端口出現負阻，產生自激振蕩，因此在做端口匹配前首先要判定放大器是否絕對穩定。

通常用K-Δ的方法來判定穩定性：

同時滿足K>1和|Δ|

如果根據晶體管數據手冊中的S參數進行計算分析，則計算過程復雜，可以使用ADS中的穩定性判定系數stab_fact（s）和stab_meas（s）直接對器件進行穩定性分析，只有在工作頻段內同時滿足stab_face（s）>1，stab_meas（s）>0時，才能保證器件絕對穩定。通過仿真得到穩定性判定系數如圖1（b）所示。由圖可知，兩個穩定性系數在100-400MHz頻率范圍滿足要求，所以器件絕對穩定。

1.4匹配電路與版圖設計

考慮到頻率較低和小的尺寸，采用集總參數的電容電感進行匹配電路設計[4]。32dB的增益，可以采用兩級放大的形式且都用ATF54143。為了在整個頻段內得到良好的匹配效果，一般先選定中心頻率進行匹配電路設計，然后再對電路在整個頻帶內進行微調優化。第一級設計時，如果按最小噪聲設計，輸入端不是共軛匹配，會造成輸入駐波比差，增益低，帶內增益平坦度也不好，所以應該在最小噪聲、駐波比和增益之間權衡進行輸入匹配設計。輸出按共軛匹配設計，同時加入一些電阻，增加穩定性，改善增益平坦度。輸入輸出都匹配到50Ω，電容電感用50Ω特征阻抗的微帶短線進行連接。第二級采用與第一級一樣的結構，直接與第一級級聯。在確定整體電路后，畫出版圖。在版圖空白處添加大面積的通孔接地，一方面為了保證散熱和接地效果良好，另一方面是為今后調試留下焊接空間。整體電路如圖2（a）所示。

二、電路優化與仿真結果

采用理想電容電感元件，先對第一級進行優化，當第一級的各項指標與預期目標接近后，第二級采用與第一級一樣的結構與其級聯，再對整體電路進行優化。在用ADS進行優化時，先放寬目標，進行隨機優化后，再進行梯度優化，然后收緊目標，直到達到預期結果。按最優的原理圖設計版圖，然后進行原理圖-版圖聯合仿真。原理圖-版圖聯合仿真把layout中的無源電路和原理圖中的元器件有機結合在一起進行仿真，既考慮了無源器件之間的電磁場效應，又可以考慮有源元件、集總元件的效應，這樣仿真結果和實測結果非常接近，可以縮短制版調試的輪回。得到初步結果后，用較精確的muRata電容電感模型代替理想化模型，經過不斷地優化和仿真，最終結果如圖2（b）（c）（d）所示。可見，仿真結果的各項指標均達到預期要求。

三、結論

本文討論了一種增強型E-PHEMT晶體管的超寬帶低噪聲放大器的設計，介紹了具體的流程與方法，應用射頻電路仿真軟件ADS強大的功能對放大器進行了優化設計，省去了復雜的理論分析計算，大大簡化了設計過程，提高了工作效率，對低噪聲放大器的制做具有很強的現實意義。

參考文獻

[1]徐興福. ADS2008射頻電路設計與仿真實例.北京：電子工業出版社，2010

[2]張小兵.基于ATF54143的LNA設計.現代電子技術，2007，30（20）：165-167

篇10

關鍵詞：紫外探測器；前置放大器；噪聲；穩定性

中圖分類號：TN72 文獻標志碼：A 文章編號：2095-2945（2017）20-0011-03

引言

空空導彈系統中多為紅外制導和雷達制導。隨著干擾手段的發展，單一的探測手段已經不能滿足抗干擾的需求。于是，出現了雙色探測器等多探測體制，如紫外/紅外、紫外/激光、紅外/激光等多種復合探測體制。繼紅外探測技術之后紫外探測技術成為又一重要的軍民兩用光電探測技術。相較于紅外探測系統，紫外探測技術因其獨有優勢，受到了軍方的關注。

正是因為軍方的重和紫外探測技術的獨特性，本文開展紫外信號檢測放大技術的研究，以此來確定一種更適合紫外信號的前放電路結構，并對它的噪聲特性及抑制方法進行分析和驗證。

1 紫外探測器

紫外探測器件主要分為點探測器和像探測器。半導體紫外探測器件因其體積小、過載高在軍事中應用較多。本系統中采用GaN基紫外探測器，光譜響應區間在260～380nm，峰值響應波長為365nm。

在探測器應用中多采用PIN結構[2]，I層會加大耗盡層厚度。I層有更高的電阻相對于PN層，這里的反向偏壓形成高電場區，加寬了光電轉換的有效工作區域，使暗電流有所降低，提高了靈敏度，探測器的電容也有減小。

紫外探測多采取直接探測，所以在光信號功率小時，電信號輸出相應也較小。一般在實際探測器的應用中，為了方便后續處理，通常使用前置放大電路將信號放大。紫外探測器中就要設計合理的前置放大電路，以保證探測系統能夠在一定的輸出信噪比下工作。

2 前置放大電路

微弱光電信號前置放大器，信號小，輸入信噪比低，在空空導彈系統等軍用系統中多有專門的低噪聲放大器。

而在低噪聲放大器的設計中，噪聲水平、放大器的增益和放大器的帶寬通常要依據其中的帶寬綜合考慮。

2.1 光電二極管的等效電路模型

紫外探測為直接探測方式。光信號功率小，紫外探測器的電信號輸出也相應較小，在本設計中所采用的探測器芯片的響應較小，ID約為5nA左右，零偏阻抗100MΩ，結電容CJ≈50pf，等效電路[4]如圖1所示。

它包含一個被輻射光激發的電流源，一個理想的二極管，結電容和寄生串聯及并聯電阻。IL為二極管的漏電流，ISC為二極管光電流，Rpo為寄生電阻，ePD為噪聲源，結電容大致為20pf。

在本文的應用中，紫外探測器芯片工作在零偏置即光伏模式下。

在此模式下探測器芯片作為光電二級管可以非常精確的線性工作。零偏置條件下，無暗電流，二極管噪聲等同分電路電阻的熱噪聲；反偏置條件下，則有暗電流產生附加噪聲源。本文就要對這種光伏模式進行最優化設計。

2.2 光電檢測電路設計

由于探測器工作狀態時產生的是電流信號，在后續使用中要將它轉換為電壓信號，主放大器的作用就是對光電流進行I-V轉換，并放大到所需要的值。

2.2.1 電流-電壓轉換電路分析和設計

本文所采用的光電轉換電路為高靈敏度的電流-電壓轉換器，二極管偏執由運算放大器的虛地維持在零電壓，短路電流即被轉換為電壓。電流電壓轉換電路如圖2所示。

由于在最高靈敏度時該放大電路[5]必須能檢測1nA的二極管電流，采用普通結構的電流電壓轉換器會使反饋電阻非常大，例如對于1nA的二極管電流，要求輸出0.1V的電壓，則需要100MΩ的偏置電阻，而電阻是對總輸出噪聲影響最大的因素之一。這對系統噪聲的影響是不可想象的。

該主放大器的輸出VO=-k1Rfid

k1=1+R1/R2+R1/Rf

可見這個電路是靠倍乘因子k來增加R的，于是我們基于一個合理的R值，依靠倍乘因子k來提高靈敏度。

針對本電路為了實現0.1nV/nA的靈敏度，由式可知k1Rf=0.1/10-9=100M？贅，這是一個相當大的值，為了不至產生太大噪聲，由Rf=1M？贅出發，然后乘以100以滿足技術指標，因此，1+R1/R2+R1/106=100。在采用R2=1k？贅時，可得R1≈99k？贅（用最接近標準值的100kΩ）

2.2.2 前置放大電路的噪聲分析

外部噪聲（系統的外界干擾）和內部噪聲（光電系統本身產生的噪聲，是光電檢測器件和檢測電路的器件固有噪聲）為光電檢測電路的主要噪聲來源。

外部噪聲要通過外部手段控制，本文中我們主要研究通過選擇電路元件和合理的電路設計來減小內部噪聲，提高系統的檢測精度。

光電二極管、前置放大電路構成了光電檢測電路，它的噪聲模型如圖3所示：

Isc：光電二極管的光電流；Ins：光電二極管的散粒噪聲電流；Ind：光電二極管內阻產生的熱噪聲電流；Cd：光電二極管的結電容；En、In：放大器的等效輸入噪聲電壓和等效輸入噪聲；Unf：反饋電阻Rf和R1產生的熱噪聲電壓。其中：

I2ns=2eIscf，f為電路的通頻帶；

I2nd=4kTf/Rd

U2nf=4kTRff

由此：

由上面的公式[6]得出，反饋電阻Rf和R1和輸出信噪比成正比。要想提高輸出信噪比和信號增益，需要提高Rf和R1的阻值。所以我們可以選擇阻值大、噪音小的金屬膜電阻。

此外，輸出信號電壓幅度的也限制Rf和R1的選擇，還應根據光電流的最大值來確定Rf的大小。

電路的通頻帶f和輸出信噪比成反比。電容Cs與Rf并聯就是為減小電路的通頻帶。它們構成一個高頻截止頻率為1/2？仔RfCs的濾波電路。直流和低頻，信號增益不變；頻率超過1/2？仔RfCs時，信號增益下降信號幅度線性失真，因此電路的通頻帶f=1/2？仔RfCs。

Rf和Cs和通頻帶也成反比。如果電路的通頻帶太小會造成輸出信號頻率失真；如果Cs太大，系統響應會變慢；Cs也有消除自激震蕩的作用。

2.2.3 集成運算放大器的選用

考慮集成運放的等效輸入噪聲電壓En和等效輸入噪聲電流In，同輸出信噪比成反比。故應選用En和In小的低噪聲和低偏置電流的集成運算放大器。

場效應管為輸入級的運放具有開環輸入阻抗高、輸入偏置電流小和不隨溫度變化的優點，適合選用。同時，提高_環放大倍數，使光電二極管在無偏壓狀態工作；其次，選用的集成運放的失調電壓和電流應較小。

由于要精確測量納安級的光電流，運算放大器的偏執電流不應該大于數納安，并且放大器本身引入的噪聲要非常小，這就大大縮小了選擇的余地。

我們最終采用了噪聲低，精密，輸入為FET的AD795k型運算放大器。它具有兩種優勢：（1）雙極型輸入運算放大器的低電壓噪聲和低失調漂移；（2）FET輸入器件的極低偏置電流。

其性能參數為：

失調電壓：在25°C時，最大為250uv，

失調電壓漂移：最大為3uV/°C

輸入偏置電流：在25°C時，最大為1PA

0.1～10HZ 電壓噪聲2.5uVp-p

1/f轉折頻率12Hz

電壓噪聲：在100Hz處為10nV/√Hz

電流噪聲：在100Hz處為0.6fA/√Hz

在±15V時的功耗為40mW

增益帶寬乘積1MHz

2.2.4 前置放大器穩定性分析

考慮光電二極管小信號模型后，完整的前置放大電路如圖4：

該系統的傳輸函數[7]為：

其中，Aol（j？棕）為放大器開環環路增益；？茁為反饋系數，即1/（1+Zf/Zin）；Zin為分布式輸入阻抗

展開后可得：

式中

由于Rd遠大于Rf，故fz

圖中顯示了Aol（j？棕）曲線與1/？茁曲線在fx處相交，且在交點處|Aol？茁|=1。放大器需在工作中不振蕩、穩定。工程應用上，要求相位裕度？準m>>4/？仔，當？準m=4/？仔時，fp=fx。放大器在系統穩定的前提下，要得到最大帶寬，可令：

式中：可以求得GBW為運放的增益帶寬積。最終可求得：

對于更大的相位裕度，這個電容值還會增大，但也會降低I-V轉換器的帶寬。

3 電路仿真計算

利用multisim10 軟件[8]對圖5所示電路進行仿真分析。

交流仿真結果如圖6所示。

噪聲分析如圖7所示。

4 結束語

本文推出了光電檢測電路信噪比的公式，并對光電轉換電路的穩定性進行了詳細的研究，總結了設計低噪聲光電檢測電路的方法。

某預研項目中，根據本文討論的方法設計的前置放大器已有應用，我們可以看到實際測試結果達到了預期效果，所以此設計方案可行。不足之處在于，本設計中印刷板本身帶來的寄生電容問題。這就要求我們必須小心布線以控制寄生電容；另外，可在輸出端增加濾波器，以減小系統噪聲。

參考文獻：

[1]Gil Tidhar， Raanan Schlisselberg. Evolution Path of MWS technolo

gies： RF， IR and UV[J]. Proceedings of SPIE，2005，5 783：6622673.

[2]Degnan J J. Theory of op timally coup led Q2switched laser 220. [J]. IEEE J. Quantum Electron.， 1989，25（2）：2142.

[3]孫培懋，劉正飛.光電技術[M].北京：機械工業出版社，1992.

[4]何俄章.線性測量系統中光電探測電路的設計[J].達縣師范高等專科學校學報：自然科學版，2000，10（2）：109-111.

[5]賽爾吉歐?弗朗哥.基于運算放大器和模擬集成電路的電路設計[M].

西安交通大學出版社，2005.

[6]王立剛.低噪聲光電檢測電路的研究與設計[J].電測與儀表，2007（8）：63-65.